老音響資料庫/蘇桑部落格

　　前些日子,梁副總交給我一張線路圖,要我儘快分析、試製之;老衲運起火目金睛凝神一看,My God!居然是Mark Levinson JC-2原設計者John curl所發表的純A類25瓦功率擴大器JC-3!線路簡潔、架構明快,且採用了完全對稱的互補式高速設計,期間雖隱然透著點蹊蹺詭異,但老納驚喜之餘一時不察,遂中了梁副總三十六計中不知哪一計的一計(抱歉,至今尚未研究出到底是哪一計)。
　　話說把資料帶回來攤在書桌上後,咱家不禁老僧入定,愁眉苦臉起來了。兄弟,您可知「資料」共有多少?總共加起來只有一張線路圖!沒有任何圖文說明,沒有任何重點提示;無任何參考資料,亦無任何可供剖析的線索。完了,這下吾命休矣,是否所謂的激變原理(蝴蝶變數?),令老夫見了JC-3即一口答應下來?
　　甩甩頭,管他什麼跟什麼,船到橋頭自然直,先想想JC-3的優點吧:純A類25瓦,雖僅止於25瓦,但對一般聆聽環境而言,絕對夠了,況且以A類工作輸出,換句話說,諧波失真只出現在低諧波部份,且其尖峰失真僅有平均失真數據的一半而已。如是的特性,外加絕佳設計的架構,若將其運用於電子分音系統,推動高音,想必您的音響系統,必能更上一層樓,喇叭也更能發揮的淋漓盡致了!
　　話又說回來,既是A類,意味著「溫度」是一個必須慎重考慮的問題,不過目前時值寒冬,把它拿來當暖氣機用,倒是好主意。另,JC-3的另一特色──全段直接交連,亦令人直有如履薄冰的感覺。當然,直接交連式的Amp.,其頻率響應是絕對表現優異且令人激賞的,此乃因省掉了所有會影響音色的電容,是故扭曲頻率響應曲線的機率,亦必然減少。然對OCL架構的直接交連式AMP而言,裝製時的一個小疏忽,極可能就使您那昂貴的晶體,亦直接交連式的燒毀。不巧的是,JC-3既是A類,又是直接交連,要試製之,還真得百般小心才行。想想要做這個Project倒非易事,但既已接下這項工作,好歹也得先將整個線路的動作原理搞清楚才行,就把它當成自我提升實力的一項考驗與機會吧!

　　翻開各期音技內容,除了十八期有過一篇Nelson Pass(即A-40作者)A類20瓦後級的裝機報導外,就屬洪飛兄、莊仲兄的A-40分析、試製最引人注目了。除此之外,與A類有關的文章,少如鳳毛麟角,幾乎可說是沒有;也許,黃氏所寫的浮壓式A類理論可算一篇。黃氏的實力真是驚人,其浮壓式理論,兄弟我是佩服的五體投地,然看懂此篇文章的先決條件是:您得先看得懂傳統A類才行。
　　話題扯遠了,言歸正傳,話說JC-3既是傳統A類,而早期音技對純A類的涉及又不多;我想,欲了解純A類的動作原理,還是從B類放大器動作原理的建立開始著手。

   

　　一般推挽式電路的輸出級,如圖一所示。將其化簡成圖二來分析;因所謂的B類放大,乃利用Q1 Q2兩晶體的工作曲線合併推挽上、下半波信號而成,故分成兩個CASE來討論:

case 1:Q1 ON、Q2 OFF:
　　由圖二:½Vcc=VCE(Q1)+(I1+I2)RL,因Q2 OFF➱I₂=0➱½Vcc=VCE(Q1)+I1RL。又令I1=0則VCE(Q1)=½Vcc,令VCE(Q1)=0,則I1=Vcc/2RL,故此二截距,可得圖三(a)中Q1的負載線。

case 2:Q1 OFF,Q2 ON:
　　由圖二:-½Vcc=VCE(Q2)+(I1+I2)RL,因Q1 OFF➱I1=0➱-½Vcc=VCE(Q2)+I2RL,同理可得圖三(b)之Q2的負載線。

　　合併圖三(a)及(b)得圖三(c),此即B類放大器的基本動作原理。
　　列位看倌,圖三的圖示說明是否懂矣,真的全懂嗎?老夫提出幾個問題:圖三之負載線指的是靜態負載線,還是動態負載線?兩者有何區分?若圖三(c)中Q1負載線與Q2負載現在X軸上之交點,並非剛好在同一點,則合成的訊號(即圖三(c)右邊之sine wave而言)會有什影響?佑Q1爲啥只負責放大正半週,Q2只負責負半週?若老夫希望把Q1 Q2的輸出特性曲線亦畫在圖三(c)的負載線上,您覺得應該怎樣畫呢?
　　B類放大就此打住,我們還是來研究A類。A類放大的特性與B類放大可謂大異其趣,其在靜態時,即已消耗掉相當巨大的energy,另為了避開晶體ON-OFF的暫態反應,刻意安排讓晶體工作於其特性曲線族中最平直的部分,故功率級的互補式晶體,隨時皆在導通狀態。仍以圖二來解析:
case 1:for Q1
½Vcc=Vcc(Q1)+(I1+I2)RL,因為Q1 Q2皆導通,設Q1 Q2各參數相同,則I1=I2=I,故½Vcc=VCE(Q1)+2IRL。又令VCE=0,則I=Vcc/4RL。令I=0,VCE=Vcc/2。令VCE=Vcc/2,I=Vcc/2RL。由以上各截距,可得圖四(a)Q1的負載線。

case 2:for Q2
　　-½Vcc=VCE(Q2)+(I1+I2)RL,同理-½Vcc/2=VCE(Q2)+2IRL,故可得圖四(b)Q2之負載線。

　　合併圖四(a)及(b)得到圖四(c),此即A類放大器的基本動作原理。

A類放大之有關計算式

■最大輸出:
　　由圖四(a)Q1之負載線可知,若Q1之靜態工作點被設定在I=Vcc/4RL,則其有最大輸出不失真之擺幅,設所加為正弦波,則正弦波之值應為(Vcc/4RL)sinωt,再加上靜態電流Vcc/4RL,得圖四(a)右邊之輸出電流為Vcc/4RL(1+sin ωt)。同理-Vcc/4RL(1-sin ωt),則實際流過負載RL之總電流理論上應該是二者之和構成,故輸出總電流等於

■效率:
　　若電流振幅為上述最大振幅的K倍時,則可將此電流表為Vcc/4RL(1+k sin ωt)。又損耗功率由於Q1 Q2在同一週期內動作,故可以乘2計算;則

■損耗:
　　加於電晶體之電壓為Vcc/2(1-k sin ωt),電流為Vcc/4RL(1+k sin ωt),故消耗在每一晶體內之功率為:

　　A類放大的計算式,我想討論前述三項應該足夠了,各位兄台此時回頭去看黃氏的那篇浮壓式A類,應能對A類的動作原理,有更深入的了解。

直流放大器

　　前文曾提及,JC-3乃純A類之直流放大器,A類放大器的各項特色,前述已稍事交代,現就來討論直流放大器的特點。
　　何謂直流放大器?什麼樣的放大器才稱之為直流放大器?老夫擬就下述兩種情況來討論:

①直接耦合式(Direct-Coupled),②能放大DC(Direct Current)者。

　　以①式來定義直流放大器,顯然並非十分恰當的,試以圖五之線路剖析之:圖五中,放大器與喇叭之間,為直接耦合交連方式,但這項特色,卻非僅限於直流放大器方能做到的特色。另在回授網路上,圖五的線路需有一電容落地,且它無法放大DC訊號,故理論上把這種放大器稱之為AC放大器。

　　若以②式來定義直流放大器,則較以①式之條件來定義恰當得多;是以圖六之例來說明。圖六(a)之例,電路構成完全不放大DC訊號,且亦不讓DC通過的設計,我們稱之AC放大器。

　　圖六(b)的情形,則去掉輸入端電容器;此種型式的放大器,允許DC訊號通過,但NF(回授)側輸入閘極與地之間的阻抗,由於電容與RG2的作用,當頻率為0Hz時(DC)X=½πfC=∞(無窮大)。換句話說,形成加入百分之百的回授,故放大器的增益等於1,故雖能讓DC訊號通過,卻不具訊號放大作用,理論上仍屬於AC放大器。

　　圖六(c)、(d)之例,NF側電路去掉了回授電容,故NF量不會隨訊號頻率改變,故不論DC與AC,都擁有相同的電路增益,故理論上,放大器本身為直流放大器。另圖六(c)之例,由於輸入端串接有電容,故無法讓DC訊號通過。奇怪了,依定義,(c)圖本質上屬於直流放大器,但卻又刻意不讓DC通過,何故?理由為:音頻再生沒必要再生至直流位準,若硬性再生至DC level,對電路將構成不良的影響。
　　此段理由有必要闡述一下:通常管弦樂器,能發生極低頻者,為鋼琴與風琴,約在16Hz之譜。於音響系統內,書架型喇叭的低音再生界限約為70Hz,落地型喇叭則約在50Hz,若再加入subwoofer,則可再生25Hz或30Hz之低音。然喇叭即使能再生至此種程度,在應用上,其仍會在低頻訊號中受到影響。個中原因為唱片的翹曲、唱盤的抖動,或者其他共振等情形。在這些情況下,超低頻訊號極可能使喇叭發生紙盆異動現象,這種情況人耳雖無法聽出該聲音的存在,但喇叭的音圈若超出了磁場的線性部分,將會同時使再生至中音的聲音產生失真。
　　是故,硬性使放大器工作至DC的增益,不只無意義,反而有害;這也是實際市場上所用的直流放大器,大部分皆採用圖六(c)這種型態的理由。

　　直流放大器的特點,與AC放大器不同的特性,請參考圖七。頻率響應與NF曲線,前文已約略提及,相位的求法頗繁,老夫在此順便提示一下。

   



　　由圖八可知,

 

此即為圖八中AC放大器相位曲線之方程式。
　　至於放大器內阻曲線之方程式,亦可由圖八求之(即由輸出端看進去之阻抗),為求法亦甚繁,老衲不擬多費篇幅;不過顯然NF側那顆屬於頻率函數的回授電容,是決定此方程式的Domineut factor。
　　談到了放大器的內阻,各位兄台是否聯想到耳熟能詳的阻尼因數(Damping factor)?何謂阻尼因數?因放大器的內阻,具有制動喇叭自由振動的功能,阻尼因數(簡稱DF)即是用來表示這種效果的大小。以公式表示之:DF=RL/R6,其中RL表負載電阻,R6表放大器的內阻。

　　上式中,DF值愈大,對於喇叭的制動也愈大,故理論上R0值愈小,對喇叭之制動功能愈佳。有趣的事情發生了,列為看官回頭看看圖七中AC與DC放大器內部電阻關係圖:AC放大器於低頻時,由於NF量增大,內阻隨之變低,故DF值變大;而DC放大器不論中低頻的DF值都一定。考慮上述狀況,是否意味著AC放大器比直流放大器對喇叭具有較佳的制動作用?
　　實際情形並非如此,別忘了那顆回授電容是屬於頻率函數的變數。當低頻時,NF量增大,故AC放大器之內阻降低;但NF量增大,亦同時使放大器的整個增益降了下來,因此須把這種增益低下的頻率,選擇在可聽頻率的範圍以內。另外,再把喇叭所需制動的頻率考慮進去,則實際上於AC放大器中所增大的DF,似乎對喇叭的制動並無作用。話雖如此,唯並不能以此就斷言AC放大器不好;以偏蓋全,過於武斷的判定優劣,顯然不是一個高明的作法。

　　JC-3的兩大特色就此告個段落,接著進行的是對實作有絕對益處的電路分析。按JC-3為原型機機名,到了老衲手裡,老納準備選用他種晶體,並對線路極小部分修正以增加安全性,另外尚有穩壓電路以改善放大器對電源的loading效應等,我們就以A-25來稱呼它吧!
　　全機線路如圖九所示,咱們先分析各級特色,最後再來計算全機的電路常數。

■初級何以用FET?

   
　　為便於說明電路特色,老納決定採用比較說明法;就把音技18期的A類20瓦(簡稱它A-20)及41期之A-40拿來一併分析討論吧!圖十及圖十一分別為A-20及A-40的線路圖。


　　由圖九、十、十一可知,三者之初級皆採用差動放大,其中A-20與A-20使用晶體,A-25則用FET。A-25何以用FET呢?此乃因A-25為直流放大器,而A-20及A-40為AC放大器。
　　為把AC放大器作成DC放大器,依前述剖析,須去除差動放大器NF側的回授電容。試把A-40或A-20(二者初級電路架構雷同)之回授電容拿掉,請參考圖十二。

 

由圖十二可知Q2之直流基極等效電阻RB2'=RNF．RB2/(RNF+RB2),又由差動放大器的特性,若Ic1=Ic2,且Q1與Q2之各參數相同,則應IB1=IB2=IB,又設若差動放大器處於平衡狀態,則應VB1=VB2,故-IB1．RB1=-IB2．RB2',故RB1=RB2'。實際上RB2'到底有多少?設RNF=22KΩ,RB2=1K,則RB2'=RB1=22K.1K/(22K+1K)=0.96K➱顯然不適合於任何實用上的前級電路。

　　由是可知,若初級用電晶體,且輸入端之RB1取實用值大小時,會因RB1上流有IB1而產生大的壓降致使差動放大器發生不平衡現象。解決之道有二,一是事先供給RB1偏壓,以獲得VB1=VB2,第二則如A-25採用FET,茲分述如下。
　　方法一:差動放大器不平衡時,則VB1≠VB2,➱VB1-VB2=-IB1．RB1-(-IB2．RB2')。由前文知,若Ic1=Ic2,則=IB1=IB2=IB,故VB1-VB2=-(RB1-RB2')IB。此亦即表示VB1比VB2低(RB1-RB2)．IB的電位,故可將圖十二修改成圖十三,即可修正不平衡的現象。另,此法中必須注意的事項為:晶體基極理論上非零電位,故而輸入端務必要串上一枚耦合電容。

　　方法二:用FET,此即為A-25初級電路所採用的方式,因FET係屬壓控元件,理論上是不會有電流流過它的閘級,請參閱圖十四,故若採用FET當作差動放大級,則顯然是不會有上述採用晶體時所遭遇的問題,因而很容易即可做出直流放大器。是故除了一些特殊情況,一般直流放大器的初級電路,皆喜採用FET作差動放大,此時輸入端是否串接耦合電容器,即呈無關緊要;唯一的抉擇是:是否要作成完全的直流放大器,或者想去掉不必要的超低頻響應了。

 

　　選用FET的另一優點,是可以自由地選擇輸入電阻大小。愛惡搞的同好們,您必有這經驗:即差動放大使用晶體時,若不把基極上的電阻設定比某值為高時,總會由初級電路出現雜訊;若採用FET,對雜訊的拾取就不會如此敏感,以2SK30A為例,當訊號源電阻(即閘極電阻)愈高時,雜音愈少,請參閱圖十五。實用上的阻值,只要取在10K~100K之間,即不會有什麼可聞之雜音了。

　　A-25的初級電路與眾不同,非A-20及A-40之差動加恆流源,亦非SF-106之互補對稱式差動,其係採用了專為消除TIM而設計的菱形差動。
　　菱形差動,原由山水研究部所提出,其原理與計算過程極為繁複,此處不擬贅言,僅就重點提之:當1970年M. OTALA氏提出TIM失真論點後,其觀念震撼了整個音響界,以往一些不明不白、似是而非的問題,至此澄清。據M. OTALA氏的研究,TIM失真與負回授(NFB)有關,若無NFB,理論上TIM就應消匿無踪;但若放大器具有深度的NFB,且若加進去的輸入電壓前沿上升過快,則在此瞬間,放大器內部將產生峰值電流,此將導致放大器內部電路之電流飽和,結果將使這段時間內輸入訊號的改變無法送至輸出;結論是,產生TIM。
　　故若想消除TIM,唯有不設NFB;但若不設NFB,則諧波失真、互調失真、穩定度等問題卻又接踵而來,山水研究部針對此問題,提出一理想之設計方法:
　　①於放大器中,設置一、二折點補償電容,故放大器內部不產生瞬態電流。

　　②採用鑽石差動(即菱形差動)電路,使萬一有瞬態電流發生時,此電路仍可以令瞬態電流不能達到飽和。

　　好了,菱形差動電路的功用,昭然可示。接著我們來探討菱形差動的動作原理。

 

　　鑽石菱形差動電路,如圖十六所示。基本上恰如把互補式差動放大器的共用射極電阻用另一位置之晶體來加以置換一般;功用為:當有大輸入時,其能降低射極側組抗,以使之能流有大電流。為便於說明其動作原理,先考慮圖十七差動放大器的工作情形:

 

當+IN側出現正半週的電壓時,對Q1集極而言,Q1為共射極組態,共集極側拾取之訊號反相,標之以-out;對Q1射極而言,Q1為共集極組態,故射極側拾取之訊號同相。射極側訊號送至Q2射極,故對Q2集極而言,Q2為共基極組態,故Q2集極訊號與Q2射極訊號同相,故又與Q1 +IN同相,標之以+out。同理,Q2基極為-IN;此即差動放大的基本原理。

圖十八則為A-25之菱形差動:當+IN側電壓上升,對 n Channel Q1而言,ID1 增大;對 p-Channel Q3而言,則 ID3 將減少。依據差動放大的轉換特性曲線圖(圖十七(b)),ID1增加,則 ID2 減少;ID3 減少,則 ID4 增加,故實際主電流流動路徑為經Q1而流向Q4;同理,當+IN側電壓下降,主電流經Q2而向Q3流動。故如此一來,會因射極阻抗經常保持在低阻抗動作關係,而使得此段範圍能處理較大訊號的電流流動。

　　A-25之回授網路亦甚為罕見,採電壓並聯式回授。A-20與A-40皆採用常見的電壓串聯式回授,如圖十九所示,其回授增益β=RB2/(RB2+RNF),故閉迴路增益Avf=1/β=(RB2+RNF)/RB2。然電壓並聯式回授,則較少運用於音響方面;以下簡略計算分析之。

　　參考圖九原線路,若IN側出現一正半側,OUT側將出現負半側,故IN側對JC-3(即A-25)而言為Inverting端(反相端)。注意,若拿圖十七來比較,+IN側是相對於+OUT側而言,故讀者們若參考OP-Amp之內部電路,其反相與非反相端,乃針對全機之輸出點而言,而非對差動之集極考慮。(上篇完)

(因受限篇幅,因此本文分上下篇,請繼續閱讀下篇)
轉載音響技術第85期JAN. 1983 再度讓你親嚐A類的醇厚風味─A25放大器的分析與裝製/蕭文權