以SCAN、SEAS、AUDAX、Philips、Peerless及其他單體為主的喇叭製作在音技上時有報導,其中多種都有完整的原廠套件,提供裝置者最大的便利。或許是因為這個原因,或許是因為技術資料缺乏,我們很難得看到人們將Seas、Peerless或KEF的單體調配成一套可睥睨原廠套件的系統(許多外國大小廠則常作這種廚師工作)。事實上,原廠提供的設計(主要是與頻率與音箱尺寸結構)並不見得是發揮性能的最佳設計。在這方面來說,或許我們僅須利用一些較常見的儀器就可設計出頗可自傲的系統,成為『御用喇叭』(蒲鴻慶語)。而在另一方面,經由這個設計、製作的過程,我們可得到不少的知識,況且光是在完成之後的滿足與成就感就很值得吾人大力提倡了。
所謂的喇叭系統設計實際上可分作分頻器與音箱的設計,這兩部分都是饒富趣味的,尤其是音箱的設計。音技的Hi-Fi小實驗及檀島的『甘棣小第』都曾對密閉式設計提供了許多說明與示範,至於它種設計(例如低音反射式、低音輔助式等)都較少見。由於筆者『文獻不足』,喇叭箱的設計是以個人的一套哲學來製作,不足為外人道。本文就以分頻器的設計為主題向大家報告一些業餘者也可做到的高水準設計,製作目標是一對精緻的二音路書架式喇叭。
在開始討論分頻器之前,我先介紹本次製作所用的單體。高低音都是丹麥的Peerless,高音為眾所週知的KO-10DT軟半球高音,低音則為8吋的KP-800WF,藍色紙盆,相當美觀,它們的規格與重要曲線示於圖一與圖二。KO-10DT確實產自丹麥,但KP-800WF則是Peerless的美國廠所製造的。
設計分頻器的第一個考慮是濾波的階數與分頻點的選擇。羅哲與甘棣都曾在音技上為文討論過,咸認為三階濾波才是達到高品質的途徑,其理由不再贅述,但站在實際製作的觀點上,三階濾波的另一項優點是吾人僅需確定-3dB點的重合而不必太計較重疊部分多寡的問題,因為在分頻點以外的頻域衰減率相當大之故也。至於分頻點之決定應該取決於下列四個因素:
頻率響應
輻射圖樣(擴散性)
失真特性
整體承受功率
在權衡得失之後,決定分頻點為1.6KHz。
標準的二音路三階(18dB/Oct)分頻網路示於圖三。當以純電阻R為負載,交越頻率為f 時,各元件的設定公式如下:
根據這些公式,我們可算出相對於1.6KHz分頻點各元件值為:L1=1.2mH、L2=0.4mL、L3=0.mH、C1=17μF、C2=8μF、C3=25μF。如果喇叭的阻抗特性恰如一支電阻,則分頻器的設計就毫無困難了。雖然事實並非如此,筆者還是以這些數值訂製了電感,並多買一些無極性電容以供調整之用。這些電感和電容都經過HP4262A LCR meter驗收過,電感繞得蠻準的(除L2繞成0.49mH外),但電容的誤差就太離譜了,最後只得串聯並聯一起來以得到適當的數值。
話說喇叭根本不是個純電阻的東西,(1)式裡的R隨頻率而變,因此人們便對喇叭單體的阻抗特性加以修飾以達到較合於純電阻的特性,至少在分頻點前後一個八度音程內的阻抗離其標稱阻抗不遠,如此就可確保當初設定的分頻點不會移動多少。
低音喇叭的阻抗特性
首先測量KP-800WF的阻抗曲線,其目的則是確定共振點,並檢驗阻抗補償的效果。喇叭阻抗之量測方法可詳見音技67期蒲鴻慶先生所寫的文章,由於筆者所借用於服務機構的信號產生器是HP3325A Synthesizer/Function Generator,頻率的正確性、變換性及輸出電壓均很優秀,因此採用第一種的定電流法(參見圖四),其中Rc=433Ω、R=20.2Ω,電壓讀出為數位式三用電錶。
測得KP-800WF在自由空氣中的阻抗曲線如圖五所示,共振頻率為36Hz。中高頻段的阻抗緩緩上升,在預定分頻點(1.6KHz)處的阻抗已達12Ω。補償方式如圖六所示。
依所列公式計算,R=7.2Ω,C=22μF,但筆者不想將標稱阻抗降得太低,因此選用R=10Ω,C=14μF,經測得修飾過的阻抗曲線為圖五的虛線部份。顯然已達到預期的效果。
低通濾波器
緊接下來的工作就是測量以前面經過阻抗補償的低音喇叭為負載時,圖三低通部分的濾波特性。測試方法極簡單,如圖七所示,測試結果示於圖八。-3dB點在1.5KHz左右,可以接受。
高通濾波器
KO-10DT的共振頻率在1000Hz,且相當尖端。本來可並聯一個Notch filter將此阻抗高峯抵消掉(如圖九所示),但在訂製電感前想到許多高級設計未如此做,因此就予以剔除。正因為偷這個懶,使得高通濾波器的實際特性和設計值出入相當大。經調換電容數值當C2=6.15μ、C3=14μ之時,以KO-10DT為負載測得其濾波特性如圖八所示,-3dB點在1.5KHz左右,恰與低通濾波器銜接,因此就將高通部分確定下來。
衰減器
從圖一與圖二看出,把高音輸入電平衰減3dB可能得到較平坦的聲壓響應。此衰減網路示於圖十。雖然未經阻抗補償的高音阻抗不是定值,尤其在共振頻率附近,但看過圖一的聲壓響應曲線,我們就不會太介意這一點點的誤差了。經測試,筆者令R1=2.5Ω、R2=20Ω。至此,分頻器的設計大抵完成,最後之線路示於圖十一。
結論
一、利用一些簡單的儀器配合單體的技術資料,吾人可以實驗的方式製作水準以上的分頻器,最重要的關鍵是必須直接以單體做分頻器的負載,此時即便單體未做阻抗補償,吾人也可藉著修改網路元件的數值以達到預期的特性。
二、由於設備不足,一般最為人們所關心的聲壓響應並未測量。如果願以的話,我們可把圖一、二中的單體聲壓響應配合圖八的分頻器特性(高音衰減3dB)一點一點地繪出理論上的聲壓響應曲線,但終究有隔靴搔癢的感覺,況且因為項為響應從中作梗,在分頻點附近可能出現峯或谷的現象。
三、本製作並未修飾單體本身的聲壓響應,例如KP-800WF在1000Hz的陷落及KO-10DT在15KHz的隆起。但如圖十二所示的例子大概是另一個境界了吧!
四、裝箱完畢試聽多日後,在寫本文之時,筆者又想到一點。這個論點未經實驗證實,僅以高通濾波部分的調整結果來推測。亦即當喇叭單體未做阻抗補償時,在二音路系統的分頻點附近,單體的阻抗都不會是標稱值8Ω(即使業經補償也未見得是8Ω),既然如此,我們何不直接查出或量出在預定分頻點處的單體阻抗(高低音不同),再代入(1)式求得分頻器各元件值。以此方式製作的濾波器特性(尤其是分頻點附近的衰減率)當然會因為分頻點附近阻抗隨頻率的變化及阻抗本身的相位(即非純電阻性)之影響而不甚正確,但吾人可想見雖不中並不遠矣!希望有興趣的讀者能驗證一下誤差究竟多少。在另一方面,如果我們讓分頻點提高一點,譬如說,為高音共振頻率的兩倍,則高通濾波器的問題就不多了,吾人僅需仔細對付低通濾波器即可。
轉載音響技術第79期JULY. 1982 二音路分頻網路之製作/楊 瑾
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