高品質MC唱頭放大器製作 @ 老音響資料庫/蘇桑部落格

　　近幾年來,動圈式(MC)唱頭的銷售量很戲劇地增加。這種型式唱頭的設計,較諸往昔的動圈式(MM)唱頭有著更多的優點。動圈式唱頭在拾音線圈的尺寸及重量上,均較動磁式唱頭的拾音線圈大為減少,使得唱針連桿的重量遠小於典型的動磁式唱頭。因為重量的減輕,唱針對暫態信號再生的能力便大為增加,很明顯地能改善信號的再生。動圈式唱頭一般均具有卓越的頻率響應特性及較為改善的高頻端相位響應,可是也有缺點存在。

　　較「迷你」的拾音圈所具有的低阻抗,導致較諸一般唱頭為低的信號電平。事實上,典型的動圈式唱頭在10cm/sec灌錄速度下,正常的輸出電壓僅僅只有150μV尚不足以驅動前級放大器至額定輸出。又因為輸出電平比前級放大器之所需上不足約30dB,使信號雜音比大為惡化。以一部輸入短路時信號雜音比為80dB的擴音機(這已經算得上是高級品了!)為例,結果使信號雜音比降到只有50dB左右,的確很糟。

　　動圈式唱頭的內阻大抵在5歐姆左右,為獲得低的推薦負載阻抗,並非將普通唱頭輸入處以一只電阻將其負載降低即可解決,這樣對信號雜音比並無濟於事。

　　解決之道為:在唱頭輸出與前級唱頭輸入之間,插入一些電壓增益裝置。可行的方法有二:其一、採用變壓器來提升電壓至所需的電平程度。事實上,變壓器也能做得很好;只是變壓器受暫態特性及雜音所限。(昇壓變壓器對交流聲非常敏感,常易感應哼聲。──譯註)為獲得所需的電壓增益,昇壓變壓器初次級之匝數比必須相當高,而阻抗比與匝數比之平方成正比,輸出阻抗同時必然(也是必須)亦高。對50歐姆輸入阻抗而言,通常輸出阻抗在30KΩ左右。此值事實上高過一般唱頭輸出阻抗(指一般動磁式唱頭之輸出阻抗,和唱頭的「建議使用之負載電阻」不同,後者係對前級放大器輸入級而言的負載阻抗,通常為47K歐姆;前者則係對唱頭輸出而言,一般動圈式唱頭輸出之實效阻抗約為2K~5K歐姆──譯註),將使擴音機唱頭輸入級的雜音指數惡化。另外一個途徑就是採用一個「前前置放大器」代替變壓器,來獲得必要的電壓增益。

前前置放大器的要求

　　前前置放大器也有它的缺點:很明顯的,最大的問題在如何依廠商所推薦的負載阻抗,正確匹配,求得最低雜音的設計。失真必須儘可能地降低,並保持頻率響應儘可能地平坦。那些不單單是為了動圈式唱頭設計的前置放大器,很難得專門為動圈式唱頭這麼低的輸出電壓著想。

　　低阻抗輸入的需求,可用數種方式獲得。其一、採用共基極方式(或稱為「基極接地式」──譯註)。此種架構中,以電晶體的射極為輸入端,這麼一來,輸入阻抗就由射極電阻和此電晶體的基──射極接合阻抗值非常低(此值即特性表中hib值,一般在50~75Ω間──譯註)。雖然如此,還是不能完全解決輸入級雜音的問題。其二,另外一個可行的方法是採用共射極方式(或稱為「射極接地式」──譯註),此處我們正是採用這種方式。一般的雙極電晶體(Bipolar transistor)之基──射極間阻抗是此電晶體總射極電流的函數。這麼一來,則輸入阻抗主要主要受集極電流支配,而非基極電流,因後者只佔全部射極電流的極小一部分。從基──射極導通(Turn-on)特性知,基──射極間阻抗近似於:

　　26β/Ie(mA)

式中「β」是電晶體的小信號電流增益;"Ie"係電晶體的射極電流,以mA為單位。所以為降低第一級的輸入阻抗,只需增加射極電流即可達到目的。可是輸入級晶體的電流增大,勢必使輸入級所產生的雜音增加。

　　欲瞭解何以如此,我們必須先看看雜音的起因,以期斬草除根。

雜　音

　　電晶體中有二種主要的雜音源:散彈雜音(Shot noise)及I/F雜音。散彈雜音是中、高頻主要雜音來源,由電子企圖超越電位障(Potential barrier)所引起,因此直接和裝置中電荷流總數有關。詳言之,其值可由下是得之

此式表示散彈雜音電流。式中「q」係一個電子的電荷數,以庫倫為單位;"iDC"係以安培為單位的直流電流;而「B」則是雜音頻寬,以Hz為單位。

　　I/f雜音像散彈雜音一樣,振幅呈不規則狀,但其頻譜密度(指在頻譜上分布的狀況──譯註)呈I/f特性;也就是說,雜音之振幅隨頻率的降低而增高,此係因雜音的基源(Dominant source)在低頻段。如同散彈雜音,由下列方程式可知,它由電晶體中的直流直接決定。

式中,"iDC"系直流電流,以安培為單位;「k」和「a」是常數,隨各別裝置而異的一項函數;「f」為頻率,以Hz為單位;「B」則為雜音的頻寬。注意式中,若iDC增加,則雜音(If²)亦呈I/f增加。

　　由以上所述很清楚的可知,為降低散彈雜音及I/f雜音至最低,必須盡量使用輸入級的電流密度降低。但前面已經提過,為獲得所需的低輸入阻抗,必須增加射極電流,恰好反其道而行。解決的辦法在輸入部分採用數個電晶體並聯。這樣,不但因所需的射極電流由輸入晶體分攤,使每個電晶體的電流密度減少;同時,因基──射極間接合阻抗亦呈並聯,更使第一級的輸入阻抗降低。此外,每個電晶體均是完全獨立的雜音產生器,因此雜音電壓也將彼此「沖淡」(這項過程過於複雜,此處不擬詳論)。

　　這種架構的前置放大器,無論就性能或雜音電平方面,堪與任何專業化商品媲美。

　　欲瞭解這種架構何以難能可貴,自這種信號電平中獲得令人滿意的信號雜音比,我們必須再看看另一種型式的雜音,叫做「熱雜音」。這是在任何導體中,因溫度所引起的電荷粒子振動(理論上,只有在絕對溫度-273.15℃以下,分子方能完全「靜止」──譯註),任何被動元件都會產生熱雜音,除非將整個組件浸在液態氦中冷卻,否則沒有任何方法可阻止它。熱雜音可以下式表示:

式中:「T」是溫度,以克氏(Kelvin)溫標,°K為單位(將攝氏溫度加上273.15即為克氏溫度──譯註);「R」式電阻值;「B」是雜音頻寬;「K」係波茲曼(Boltzmans)常數,近似1.38×10‾²³ W-sec/°K。

　　從這個式子,我們可以求得動圈式唱頭本身所產生雜音的理論值。很顯然地,這是輸入級可能的絕對最低雜音數──即使輸入級本身全然無雜音(當然這是不可能的事!)。

　　倘使電晶體的溫度是300°K(亦即相當常溫,或者說是27℃──譯註),雜音頻寬為20KHz(高傳真度音頻的界限);而唱頭的直流電阻是5歐姆,則

就是說,唱頭本身的熱雜音即有41nV了。

　　嚴格地講,上面所計算的值,並不十分正確,因為事實上雜音的頻寬並不能像切豆腐那樣,切出一嚴格的界限。一的3dB點(即高截止頻率──譯註)在20KHz的擴大機,是以每八度音程6dB的斜率衰減,所以真實的雜音頻寬遠大於20KHz。此外,假使我們想在不同的輸入級間標定出雜音指數,以利於比較,最好是能夠不管雜音頻寬為何。其實這只要把雜音電壓除以頻寬的平方根即可,這麼一來,新的指數單位就成了「伏特/每平方根赫」先前我們所計算的動圈式唱頭之熱雜音就變成

　　現在,如果我們要在150nV的信號電壓(即0.15mV,是灌錄速度為10cm/sec時,典型的信號電平)時,希望信號雜音比有70dB,則相當的放大器之等效輸入雜音可由下式算出:

相當等於0.33nV/√Hz。和前面那項數字相比較,意味著唱頭本身所產生的雜音,幾幾乎已經和這項我們可容忍的等效雜音相當了!

　　在150nV(0.15mV)的輸入信號下,希望信號雜音比為71dB時,這部份全部等效輸入雜音是0.3nV/√Hz;亦即音頻寬為42nV,這種情況下,唱頭本身即成為最主要的雜音源。

　　電容C1和C2係設定高頻端的起始(roll-off)特性,並作為動圈式唱頭輸入的負載電容分路。R1、R2和C1、C2主要是為不同的動圈式唱頭提供最佳的負載。

　　可變電阻RV1係用來調整輸入阻抗,使之可調的範圍內均能涵蓋大多數唱頭製造商所推薦之值。

　　R28 C5 C6 R5 R6組成負回授網路。第一級的射極電阻R7及R8亦提供了部份負回授給輸入級。C9 C10是交連電容,R11 R12 R13及R14決定次級的偏壓。

　　前前置放大器所處理的信號電平自然是非常低,因此對於電源供應就必須採用分離式,以儘可能減少自變壓器來的交流感應。

　　Q13和Q14所組成的串聯穩壓器負責供應電源,R21/R23和22/R24將穩壓器輸出端之電壓予以分壓,驅動Q15和Q16及LED。Q15及Q16的基──射極阻抗與LED串聯,得到一個大約0.6V+1.65V的壓降。因此,當出現在分壓器中點的電壓增加而超過2.3V時,Q15、Q16即導通,以減少Q13、Q14之電流。

　　穩壓電源部份負責供給±6V電源,為獲得低雜音,穩壓器本身不能再製造任何雜音。既然不能避免,也要儘可能地減至最低程度。一般此類穩壓器均以稽納二極體係處於逆向偏置狀況,是以所產生的雜音量也非常可觀。所以這兒採用一枚LED提供參考電壓。一枚紅色LED在順向偏置裝況下使用,約產生1.65V固定的壓降,而雜音又很少。R19和R20及C12和C13在輸出端共同組成每八度音程6dB衰減量的低通濾波器,以減少穩壓電源可能產生的雜音。

零件選擇及裝配

　　所有指定型號的電晶體需依零件表所列,不得以代用品代替。機殼可任意選擇,或許鐵殼更能提供良好的屏障。如果小心地安置(遠離各種電線),實際可以獲得良好的效果。