被動式唱頭等化放大器製作 @ 老音響資料庫/蘇桑部落格

　　五十八期音響技術內,羅哲先生曾介紹他的MM Head AMP──非負回授RIAA放大器──線路。文中曾提到這種被動式等化唱頭放大器之缺點也不少,如諧波失真較大、信號雜音比較差、動態範圍較小。可是這些缺點並非不能改善,只是改善是要付出代價的。Richard N. Marsh在今年三月號的TAA上也發表了一個被動式等化唱頭放大器,Marsh先生也曾面對這些問題做過一番努力。我們可以看出,欲減輕這些問題的代價,除了對每個零件選擇的要求更為嚴格以外,整個線路也變得十分複雜。單單一個EQ部分,每聲道就用了四對攣裝電晶體、二對攣裝FET、六個電晶體及二個FET,工程不可謂不大,代價不可謂不高。文末Marsh先生卻認為值得,不知音技讀者對此問題的看法如何?取捨又如何?

──譯者

　　本文係針對一個「被動式」RIAA前級放大器而發,不僅對使用上及特性上的要求甚高,同時對組成它的每個單元和零件也嚴格要求。雖然對聲音的再生特性極為卓越,然而也失之昂貴及不易裝製。

　　筆者將不採用目前非常呆板的介紹電路方法(例如:R4是幹什麼的,而C9又是做啥的......等等),代之以較罕於思考處及設計原理的敘述。首先,我先要談點題外話。

傳統的方法

　　圖一所示的前級放大器,曾被許多優良的產品採用,成為主流,並風行了一段相當長的日子。它的最普通之出發點就是提供高的開環路增益,以獲得最低的雜音。RIAA網路在低頻部分大約需要60dB的增益,另外為了穩定性以及減少失真,再增加20dB的增益,這樣一來,總增益就成了80dB。很多線路裡,特別是IC型式的線路,在極低頻處均能超過這項要求。

　　按照這種原理,設計者採用低集極電流──通常是100uA──的輸入級來降低雜音。然而也因此對此級的迴轉能力(slewing ability)產生某種程度的限制;此外,這種前級放大器的開環路頻寬通常只在100Hz左右。

　　從最近對音頻失真結構方面多數研究的觀點來看,許多這種傳統設計方式頗值得商榷,也難以藉著最近的要求與觀點找出癥結所在,回授是一種重要的方法。「主動式」RIAA(指一般所謂的NFB型RIAA等化──譯註)中的負回授量隨頻率變動而異;至於變動的多寡,則依RIAA閉環路增益對頻率及開環路增益對頻率曲線之形狀而異。負回授並非對所有的諧波都作等量地減少,低次諧波之減少量遠大於高次諧波;換句話說,負回授量的降低,事實上等於增加高次諧波之量。或許因伴隨著「主動式」RIAA放大器的這種回授量改變,使得音質(聲音的品質)無法維持恆定性。

等化上的問題

　　另外一種問題就是誤差改正(error correction,換個比較通俗的字眼,就是降低失真──譯註)和RIAA的相位/振幅補償產生一種「妥協」的情形。輸出信號中的錯誤成分(失真)同樣也受RC網路的相位振幅特性所影響。使用反轉(負)輸入時的損失,比理想的失真來得大。

　　主動式RIAA放大線路也有他先天上的問題──也是我很想「擺平」的問題。這種型式的回授(負回授)具有兩種功用:RIAA補償及誤差改正。如果我們把前級放大器的輸出看成是由純粹被放大的信號和外加的失真這兩個部分之合成,那麼這個問題就可以變得比較清晰一些。

　　被放大的純信號(不含失真),藉著反RIAA網路「回授」,以使輸出之響應平坦。失真部分則因於放大器本身並非完美無暇,信號透過RIAA網路授回到原來的輸入時,在振幅及相位上都發生了改變。因此,最好的解決方法是把誤差改正的工作從RIAA網路中分開,就像「被動式」RIAA前級放大器的做法一樣。

　　最大的失真是在單端驅動級Q3(參見圖一)上,因為這級通常必須驅動阻抗相當低的輸出級,或許輸出還要在整個電源電壓範圍內擺動。諸如增阻電路及恆流源等方法,對試圖減少失真都遠不如推挽方式或對稱設計來得有效。

被動式等化

　　在「被動式」RIAA唱頭放大器,RIAA網路已經不再是回授線路的一部分了,成為一個介於二個增益級中間的RC線路(見圖三)。因此我們不必從一級裡獲得全部所需的增益,可以降低開環路增益來增加開環路頻寬,以涵蓋整個音頻範圍,甚至更大的範圍──如果我們想要的話。

　　最好的放大電路是平衡且對稱的(因為潛在的失真較低),例如差動、互補對稱推挽式,而且必須全部工作在A類放大範圍內。藉著電路之各部分是分離的,我們可以選擇較高的工作電流和電壓,在動態信號情況下減少信號的功率,以改變裝置本身的參數。同時也允許整個裝置在轉換特性曲線的平坦部分工作。

　　為完全發揮任一對稱級的潛力,因此要求整個裝置中的每一部分,在所有情況下都能匹配。通常電路指在靜態電流下才能匹配,然而這只是已知參考點中的一個;在峯值電流(尤其是信號在擺動時所產生的)時,也應該匹配(相當高的靜態電流當然會使電流擺動的範圍縮小)。如果二個零件(指電晶體而言──譯註)在所有情況下都能匹配,那麼在二種極端的情況下,因互相影響之故,便能表現得極為良好;如果這二個零件間之匹配,只靠單一的工作點來決定取捨,那麼當信號加入時,很可能二者會背道而馳──例如發生在靜態時和峯值時之差動誤差,就足以使失真增加,特別是偶次失真。

　　匹配成對的零件,通常對熱的反應比較一致,這在直接交連的設計裡,為獲得低的漂移及補償是必需的。這種設計在很多不起眼的電路裡,對低失真的貢獻不小。這裡所採用的是單晶片配對裝置(monolithic matched dual devices,這個很長的名字指的就是攣裝晶體,有時也叫matched pairs,香港的一些雜誌上稱之為(子孑)生晶體管──譯註)之型式,可減少對個別零件選取及測試的麻煩,並提供優越的熱平衡。

電容器的問題

　　採用直接交連有幾項額外的好處,例如省下交連電容的費用,也少掉交連電容產生的失真(交連電容能引起一些聽得出來的失真)。同時對包絡波及波群的延遲失真(envelope and group delay distortion)之減少相當重要,這些失真在非直接交連的擴大機內非常顯著。這種型式的失真,對低頻的音質具有顯著的影響。包絡波失真甚至在中頻內也可以聽出來,特別在鋼琴獨奏的唱片內最為明顯,快速的敲擊聲變得模糊,而且聲音混濁。

　　當我們分析輸出信號之THD方程式用符立爾級數展開時,在方程式裡將出現一直流(DC)項。若我們用正弦波來測量THD,對時間而言,這項是個常數,因此並不出現在測量時(也就是量不到)。然而當我們把音頻信號(音樂)送到放大器裡的時候,直流隨時間而變,這種不規則的變動,對低頻部分就產生不利的影響,而不再是原音重現了。這個現象的發現者稱之為直流失真(DC distortion),並推測可能起因於對輸入信號正負部分之增益不同,而存在放大器裡面;同時和偶次諧波失真可能也有相當密切的關係。

　　在這裡我認為包絡波失真(包括直流失真)並非把非直接交連放大器裡的線路重新組合一番,變成直接交連的設計就能減少;同時也不是把注意力集中在除掉回授網路部分的電容器,就可以減少這種失真。在這部直接交連的前級放大器裡,我使用了多種方法,希望減少包絡波失真;因此,對可能發生的類似失真,並無很明顯地改變,甚至我們加入交連電容,使直接交連的放大器變成非直接交連(AC)放大器亦然。可是如果你認為交連電容對你或許有用,為了最小的失真起見,必需選用低介電質吸收形式的電容器。

　　直接交連放大器的輸出之補償電壓(offset voltage)必須非常小,而且補償也不能隨著溫度的變化而變動。絕對不要試圖加上一個極性相反的電壓,使原來就不平衡的那級之輸出電壓為零。零伏特的直流應該是匹配良好、平衡且對稱的放大器之成果,這樣的失真才能最小。匹配良好的裝置,所產生的改良是聽得出來的,立即就表現出來的是因對於細節的表現能力增大,使得流暢性及飄逸感增加之故。

FET的使用

　　採用FET作輸入級,很輕而易舉地就解決了許多問題。FET輸入級不會對RIAA網路產生加載,所以可以維持正確的頻率響應,可以使用更大的靜態電流,也使SID特性更好。也許你要問:「FET在低阻抗時的雜音不是比較大嗎?」

　　在某些方面,的確是雜音比較大;可是東西並非一成不變的。像E111就表現得很好,2N6550也一樣。E111是一只低雜音的開關FET,高的互導率加上少量的局部回授,能夠使失真變得非常低。2N6550的雜音特性(輸入接地時)是6nV/√Hz(在10Hz時)。

　　當我們連接唱頭時,種下什麼樣子的因,就會結出什麼樣子的果。加上唱頭時,唱頭內作為轉換器的線圈即產生一共振,介乎電感和負載電容、負載電阻之間,在雜音頻譜上的10-20KHz範圍出現一個峯值。這個峯值電平尙能使阻抗增加到100KΩ,甚至更高。一般的電晶體處於100uA集極電流情況下使用時,在200Hz至2KHz的範圍內,通常能使雜音最低。FET在1KHz/1KΩ時,也能具有優越的表現,甚至在唱頭雜音最大的10KHz附近亦然。由於我們的聽力在高頻部分比較敏感,雖然普通電晶體在輸入與地間加上1KΩ的電阻測試時之表現和FET一樣好,甚至比FET還好,可是FET聽起來就比較安靜。

　　雜音必須低到不足以令人注意的程度,純淨的音樂節目內容,聽起來比較明亮且音域寬廣。許多設計都已開始試圖去獲得可能的最低雜音,在犧牲其他重要的要求下,通常多半都能達到這個目的。

　　在直接交連的放大器裡,FET阻隔了來自唱頭的電流,不同阻抗的唱頭也不致影響到對輸出之電壓補償。FET的輸入阻抗對不同的頻率,均能非常恆定。因為阻抗遠比普通電晶體來得更為線性,因此輸入處不需要很複雜的濾波器去減低射頻干擾;通常只需在閘極上用一對鐵淦氧磁珠就夠了。

　　比THD更重要的是諧波之結構。某些證據似乎支持FET產生的諧波失真,較同樣電壓驅動下的電晶體來得小;而且諧波隨著諧波次數的增高,衰減得也快。如果集極(或洩極)電流相同,低次偶諧波幾乎都消掉了。一般的雙極電晶體之分析顯示,諧波失真和VBE之匹配與否無關。顯然匹配的集極電流亦是獲得低失真的要素之一。單一的攣裝晶體有助於獲得相等的集極電流,亦即解決了鏡流(The mirror current)因負載而引起之差異。

　　此處採用的電路,和二極體輸出偏置式的單端推挽電路有點差異。交流信號能對這一串偏置產生調變,偏置即代表著另一種含意的阻抗,因此我們藉著一個高品質的電容來旁路交流信號。許多放大器的偏置網路都旁路不足;舉個例子來說,只要在Leach的低TIM擴音機上加個大一點的電容跨過電晶體Q5的偏置,就可以大幅地改良了。

　　單端推挽輸出級也給了前面的差動級一部分加載,因之使用開環路增益略為減少;對被動式RIAA等化放大器之設計並無關緊要。

　　輸出放大部分(極高電平放大部分──譯註)和唱頭放大部分線路可以採用相同的架構,只需把設置增益的回授電阻減成15KΩ(十倍或者20dB放大)。然而我決定在這嘗試另一種線路。由於這個高電平放大器必須掌握高電壓範圍的擺動,我使用了大量的局部回授,使線路從單端複互補(single-ended compound-complementay)放大器(見圖四)變成對稱推挽方式(見圖五)。

　　使用低阻抗、高電流的設計,將因交連上的相互影響,使得放大器變得具有非常線性的寬頻帶。我原來的設計是採用另一種型式的輸出電晶體,靜態電流為23mA。使用的偏置方式稍有不同,但整個電路還是和這裡類似。輸出晶體用H-P 339A,於20KHz、8Vrms(22伏特峯值)輸出時,THD只有0.005%!方波的昇起時間,有時候甚至少於50nS(1nS=10‾⁹S──譯註)。至今這個線路仍穩如磐石,所用的總負回授量才15dB。很不幸的是,這部分的線路卻需要極端的交流和直流上之匹配,我認為並不適於許多音響迷去仿製。

　　為了撰寫本文,採取比較實際一點的方式,我選擇了Motorola廠的MPQ 6600 A-2,採DIP式包裝的複攣裝晶體。特別挑選高增益(編號後面加上A字型的電晶體)和攣裝配對(編號後面再加上-2型的電晶體)。因為降低靜態電流(受包裝的熱逸散能力限制),以及互相匹配得並非十全十美,所以失真增加了一點,頻寬也降低了一些。你能不能忍受-3dB點在600KHz的頻寬和20KHz、2伏特均方值輸出時的THD少於0.1%這樣的品質呢?

頻寬的爭論

　　隨著高頻端的頻帶擴展,音樂的再生獲得很明顯地改善。目前的聽力測試結果顯示,一般人能聽出十度的相位漂移。在最高可以聽見的頻率範圍下,欲獲得十度以內相移的要求,所需的最低失真頻寬至少在250KHz以上,此處所有的放大器(包括高電平放大及唱頭放大二者)都在這個標準之上。

　　我們所用的放大器都是非反轉形式。多年來,聽覺心理測試就告訴我們,人耳中的鼓膜對於鬆弛(和壓力方向相反之運動)比壓縮來得更為敏感。對實際的音樂而言,反轉的信號能令人更為注意。現場的條件也扮演了一部分角色。例如:在現場敲擊一組鼓的所有樂器(包括kick、upper tom和lower tom、響弦鼓、hi-hat、鈸)時,將產生一壓縮的波前(wavefront)給觀眾。很不幸地,卻因為複麥克風、多聲道設備的普及,使極性和音場的紊亂等問題被忽視。

　　我相信大多數反轉信號所引起的音場紊亂,是源於多重麥克風的使用。錄音工程師習慣將(通常是數目太多的)麥克風放在某些樂器演奏者的一側,同時也放到聽眾這一邊──有時候甚至在一組鼓的兩側都放上麥克風。然後把它們全部混合錄在一起。當你重新播放這個音樂時,藉著掉換喇叭的接線改變極性,試著去判斷哪一種狀況是正確的,你能不能區別出來呢?還是你已經誤信極性是查不出來的呢?

　　利用暫態的高能量信號,極性的反轉很容易測出來。連續且清楚地彈奏的鋼琴錄音,就是一個很好的測試音源。

電源供應的問題

　　電源供應、接地和去交連,通常是設計上被忽略的地方;大多數的設計者似乎只把注意力放在測量靜態的哼聲和雜音上。然而,設計正確的電源供應卻能使聲音產生很大的改變。電源供應本身必須非常「靜」,而且對交流電源的變動和信號加載的需求,具有排斥能力。選用三端穩壓IC很輕易地就能滿足這些要求。A類前級放大器的電流要求,比其他AB類或B類來得穩定,所以對電源的要求也不需那麼嚴格。然而,如果我們用單一的穩壓電源來同時供應左右聲道,則在二聲道間將產生串音,參見圖六。

　　在左聲道(圖六上之A點)上的任何信號均將經過B點到C點。若是B點的阻抗是0Ω,那麼就沒有經由電源供應器產生的串音問題存在了。我們可以在B點加上大量的電容接地──雖然這個電容器將很笨重、價格又昂貴;再另外加上一個高品質的電容,跨過這個大電容;在電路板上也加上相同的一個電容,這將有助於克服大的電解電容所引起的響應緩慢。

　　即使使用二個獨立的電源供應,仍然需要高品質的旁路電容,因為在數KHz以上的高頻時,穩壓器和大電解質電容的阻抗都會增加;此外,這個電容器比串聯電源穩壓器更具有衰減信號的能力。可能並聯式電源穩壓器或者推挽輸出式穩壓器的設計,會來得更好些。大部分的設計多半著重在電源供應對音頻方面的影響上。

串音及相位問題

　　不管怎麼著手,我們都必須使串音保持在絕對的最小值上;串音能使音律模糊,並且使音樂中的細微部分損失,音場也變得紊亂。我們可以藉著使用分開的穩壓電源單元,來供應每個唱頭放大和線性放大級;在電路板上讓電源單元靠近它所供應的電路部份,這樣比起使用大的鋁電解電容,不只是便宜,而且輕巧。把電源穩壓器放在離電路二、三吋以內的地方,同時也可以減低高頻時電線的阻抗。所有的信號線都必須隔離,如果兩個聲道的選擇開關很靠近,那麼必須使用分開接地的隔離線,因此克服20KHz左右的分離度問題,並不困難。

　　音樂信號裡若混入異相信號,將引起信號的損失,減少音場的寬度和深度。串音或者分離度降低的結果,是使立體信號變得像單音信號。

　　在這裡,原來可以長篇大論地大作文章,可是我倒寧願讀者能將注意力集中在我曾經指出的幾點上,而提出自己的看法來改良我的設計。

　　通常電路都被想成是一個三端點──正輸入、負輸入級輸出──的設計。實際上,卻忽略了必須考慮的第四端點──接地。

低失真的接地系統

　　系統惡化的大多數原因,都可以追溯到不合適的電源失真和(或者)接地環路的不當。這些因設計不妥而產生的病徵,如雜音過多、鋸齒波狀起伏的電壓、電源的匯流線上產生振鈴現象、串音、感應交流雜音、對負載下的穩壓不良等等。

　　完全的接地必須真正做到一點落地。單點落地在減低電流環路上雖十分有效,然所須顧慮到的市:不論電源供應的接地先後次序為何、以及信號如何利用,這種電流環路仍是必須的。我建議對共信號和共電源供應,採用分開的接地匯流線。這兩個匯流線再接到單一的「主接地」。

　　因與共地線上串聯的阻抗所產生的電壓變動,會加在信號上。在不想要的音源(包括音源、振鈴、雜音等等)之單一共地處,便需加上一旁路電容。使用分開的地回路和較短的導線,可以使放大器聽起來比較「乾淨」、比較「安靜」。

　　直流電源配電和地線之阻抗特性,可以使用從不同的配電傳輸系統中之雜音程度比較出的優良度(figure of merit)來表示。對最佳的雜音情況而言,我們希望電源傳輸線所具有的阻抗特性是儘可能的低,典型值是幾歐姆或者更低。因此,傳輸線就必須具有高電容性及低電感性。

　　在配電線路(包括地線)裡的暫態雜音電壓,是由負載對電流的需求突然改變所致。若假設電流改變是瞬時的,則所引起的電壓變化量,就是導線阻抗特性(Z0)的函數,其間關係如下式所示:

負載上瞬時電壓變化⊿VL就可由⊿VL=⊿IL Z0求出。對數位電路而言,這個電流瞬時改變的假設,是合乎實際的;對類比電路而言,卻非必然。然而,即使在類比電路的例子裡,還是可以拿來當成雜音程度的指標。

　　我曾經多次看到「必須使用較粗的導線,以獲得低Z值之接地」這似乎是在設計過程中,過分強調了直流方面的特性。隨後我將提到在交流電路裡的阻抗。事實上,粗導線對降低導線本身的Z值並非很有效。

　　假設我們使用一根直徑為0.148吋的導線,而且這根導線距底殼0.25吋。

所以

對一個具有數毫歐姆Z值(對電源輸出端而言)的電源供應器言之,這種數值的Z0會消耗功率。

　　可以使用矩型橫斷面的導線(電感低)代替圓形導線,並且使二條導線儘可能地接近(高電容性),

所以:

如果我們使用寬0.375吋的扁平絞線,二條線間藉著一層厚度為0.005吋的塑料薄膜分開,則此時的阻抗特性為:

利用這種方法,我常勸別人試著去改善他們自己的設備或者個人的設計。最明顯之處在於音律規則,而且更為清晰。W. Jung在大刀闊斧地改良了PAT-5前級之後,再將接地點挪到真正低Z值處,也獲得類似的改良。當然,這套方法用在功率擴大器裡也一樣管用。

裝機

　　裝本機相當乾脆,我最初的雛型電路,使用的是萬用線路板,和印刷電路板比起來雖然是亂了一點,可是性能依然良好。

　　我不能使用多段輸入式開關,以選擇不同的音源;如果需要的話,寧可採用一個小的接線排。這樣可以使音樂訊號必須經過的接點數目減到最少。如果你不想這麼簡化,而讓前極有更大的適應性,選擇開關最好使用接點鍍銀或鍍金型式。我個人較寧願採用接點鍍銀的選擇開關,因為這種開關接點電阻比較低。由於接點甚易氧化,所以開關最好選擇複式接點,具有自潔接帚型(self-cleaning wiping action type),並且是完全密封式的。這種開關比較昂貴,也不容易買到。

　　或許比較可行的是,使用接點鍍金式的選擇開關,這種選擇開關較易購得,形式也比較多。所有的輸入和輸出均採用鍍金的蓮花座、插頭及隔離纜線對。藉著把一端鍍金的隔離纜線對之插頭拿掉,改成直接焊在線性放大器(即高電平放大器)的輸出上,省掉了所有輸出插座。然後把隔離纜線對直接穿過機殼裝上墊子的孔,再在機殼內用固定夾子夾住纜線,避免無意中過度用力拉纜線,而把它從接點上拉開。

　　單單的一個開關接點雖然看起來不怎麼起眼,可是當我們一口氣從信號所經之處剔掉幾個接點的時候,開關接點的影響就很容易看出來了。所以應該定期地把音響系統內,裡裡外外所有接頭和機殼上的插座用酒精清洗,並且檢查是否有鬆掉的地方。

　　電源變壓器放在右方角落,靠近電源開關的地方,另外兩面用鋁板隔起來。旁邊放的是整流器和濾波電容,再用從面板到背板的鋁板把電源供應部份和信號放大電路隔開。靠近這塊隔離板的底部留個小孔,以便讓電源線和地線通過。

電線和配線

　　雖然考慮導線的成分是件不平常的事,但是導線的成分卻深深影響電路雜音及瞬時特性等重要因素。其中最重要的是電感;即使在低頻時,導線所具有的電感電抗或許遠超過其本身淨電阻。

　　為獲得低阻抗的地線,使用扁平絞線,兩端用熱縮套管處理,避免和底殼接觸。電源供應線至少要使用#18號以上的粗線,盡量遠離放大部分。

　　如同船的纜繩一般,電源線和地線從一塊電路板接到另一塊電路板上,在各級(左聲道、右聲道、唱頭放大、高電平放大)間之配線,我是分別接到濾波器上的一點(正極或負極),地線則單點落地。共信號點另外用一條線接到單點落地之處。

調整

　　一些調整手續需使用能夠量到十毫伏的直流電壓計。把東西收拾乾淨,打開電源──當然你事先需至少檢查兩次,包括所有的配線、電容器的極性、二極體和電晶體的方向。如果供電正常,就先讓它開機五分鐘。

　　首先調整FET差動輸入的電流源(R6)(圖9中),使洩極電阻(R3或R4)上之電壓降為12伏特。然後藉著「平衡調整」(R5)使唱頭放大的第一級輸出,成為零伏特(誤差不得超過5毫伏)。把這級輸出用一根跳線接地,繼續調整第二級的靜態電流及平衡。第二級輸出(亦即整個唱頭放大之輸出)的直流電壓,於跳線拆掉之後,必須能夠保持在十毫伏以內。

　　把輸入短路,再重複作一次前面所說的那些調整。經過一段長時間的熱機之後,也許必須再回過頭去重新調整一次。經過數日之後,測得的直流補償漂移應少於±10mV。我很早就決定讓我自己的前級放大器終日開著。經過這些調整之後,THD大概少於0.01%。

　　高電平放大器的調整,是使輸出端直流電壓保持零伏特。調整R53(圖10中),使輸出保持在零伏特
±5mV以內。我用指甲油來固定調整處。

　　當你加上一個輸出電容漏電的前前置放大器,對直接交連的唱頭放大器而言,就很麻煩了。這個漏電流會使前級放大器輸出產生一個小的直流電壓。這項電壓經過放大之後,使線路產生不平衡,而增加失真。當你加上前前置放大器之後,如果直流補償增加的話,就意味著你必須把前前置放大器的輸出電容換掉了。我曾經試過幾種不同的前前置放大器,都不曾發生這種問題。

　　特別要注意你用烙鐵的「功夫」,是否每個焊接點都很紮實。一微安培的電流經過4毫歐姆接點電阻,將產生4nV之壓降,相當1000Ω電阻所產生的雜音。再這裡我向各位推薦一種含銀(2~3%)的錫。