Pro序列/CCL電路/OP Amp輸入級/新型30瓦A類功率放大器製作 @ 老音響資料庫/蘇桑部落格

前言

　　在第40期裡曾推薦了Threshold公司的Nelson Pass先生所設計的A類40W後級放大器,頗受到讀者的熱烈反應,然由於其體積相當龐大,使用的配件又都是重量級的,很不容易給它找個漂亮簡潔的外殼。最近筆者發現這個很富於技巧的30W A類電路,又剛好能容得下2060機箱,所以就迫不及待的把它推介給讀者。各位可能會懷疑這個功率只比Pass A 40小10W的後級竟能容下2060之中,這正是本機號稱「新型」之訣,且聽筆者慢慢道來。

　　這個電路是由單管電阻負載的純A類放大器(參閱圖1)改進而來,它具有兩項特點:

　　(一)由於其靜態電流及偏流電路完全由被動元件的電阻所決定,故沒有一般AB類的溫度效應之虞,可說是在溫變這一特性上相當的穩定。

　　(二)輸出功率電晶體在進行放大的過程中,動驅的訊號不使他進入Cut off區,因此無交越失真之現象產生。

　　這兩個特點加上電路中的功率晶體短路保護裝置,使電路的信賴度極高,甚至可用在戲院擴音設備。

解析A類

　　A類的缺點是眾所週知的低效率,尤其是以電阻作負載時(指功率放大元件之負載而非指喇叭)為然,大約只得17%(這是指在最佳情況下,從附在上得到的功率與電源供應出的總功率之比的百分數,且是在無RE的情況下),換句話說想得到50W的功率,電源就要供應出大約294W的功率,那麼就有244W的功率要白白浪費掉,這是多麼可惜之事。本電路之觀念在於如何減少這無謂的浪費,相形之下使效率提高些。為分析這個節省功率的途徑,先來看看單管電阻負載的A類電路(參閱圖2,其中已把複雜的偏壓及交連網路省去),

並以兩個極端的狀況來考慮它,先說當輸出電壓為正的極大值時,TR1處於即將斷流的情況,而流過負載的電流大小是 IRL=E/R+RL 假設負載上所得的功率是WRL,即WRL=IRL RL,則R上的功率將是WR=IRL R,即WR=WRL R/RL,換句話說,在R上白白消耗掉的功率是在RL上的R/RL倍,在此說明了於輸出是正半週時R之值愈小,則浪費的功率就愈少了。再考慮輸出為負的極大值時,TR1處於近乎飽和之情況,其VCE小至可不計,則流過RL的電流幾乎為零,流過R的電流大小將是 IR=E/R,亦即R上白白消耗掉的功率是E²/R,這說明輸出電壓處於負的極大值時,R之值愈大則浪費的功率就愈小。我們發現R的值在正半波時要小,在負半波時要大,很顯然這要求是起衝突了。

增加效率的方法:

　　如果這個R能如我們所願,在正半波時很小,在負半波時很大,就把低效率的問題解決了,為了使R的確能如我們所願,創造了一種稱為C.C.L. A類(Composite Collector Load Class A,複合式集極負載)的接法。原理如下:當電路中需要低阻抗的情況時,常會考慮到使用射極隨耦器(Emitter Follower),如圖3所示,

從Z看進TR1時,其阻抗要比R值小許多,大約只是電晶體電流放大率A的倒數倍而已,或以Z=R/A表示(事實上A就是電晶體的hfe,因為流過R的電流只有流過Z電流的1/hfe),假定這個R就是圖2中的集極負載R,那麼只要在正半波輸出時,使它有射極隨耦器的作用(即R值實效上降低至1/hfe倍)而負半週輸出時保持其值,那麼整個電路就能符合我們的需求了,A類電路與射極隨耦器組合之後的電路如圖4所示,D1就是用以決定TR2何時成為射極隨耦器的元件。

　　現在就來分析這個複合成集極負載是怎樣動作的:在靜態時TR2射極(即輸出端)應是保持在零電位,當輸入訊號使TR1集極電位往正半週增加時,D1因受反向偏壓而截止,TR2之B E間則受順偏壓而使TR2起著射極隨耦器的動作,TR1集極上的電壓就原原本本的出現在輸出端,但流入負載的電流大部分取自TR2,R上只流過很少的電流,消耗很小的功率;反過來說,當TR1集極電位工作於負半週時,D1導通,TR2截止,負載對TR1洩放電流,R上同樣流過很小的電流進入TR1,也指消耗很小的功率。這整個動作就是這樣達成的似乎很像是推挽式的動作(正負半洲各由一個電晶體工作),但它的偏壓卻是處於A類的工作點,而且電路沒有轉換的動作,不必擔心切換失真的問題。因為切換的工作是由D1擔任而不是由TR1 TR2擔任,因此不會有切換失真,而電路的效率卻大大地提高了。

電路分析:

　　談過了輸出級之後,我們必須加上適當的偏壓電路及驅動電路才能使它正常工作。圖5是整個電路的架構,

R2作為整個電路的負回授,R2/R1決定增益的大小,C1是個小值的電容,當高頻不穩定時才加入就可以了。TR3作為驅動級並供給TR1偏壓,R3 R5作為這一級的本級回授,使電路更穩定並降低失真。R4有兩個作用:(1)減少TR3的功率消耗(2)作為集極限流電阻,以防TR3超過額定電流而破壞,譬如當TR2因某種原因而短路時,輸出端將會呈現與正電源電壓一樣高的電位,從而R2將撿拾此一電壓而指揮IC1控制TR3使其電流加大以便降低TR1的內阻而企圖維持輸出端於零電位,此時TR3很可能因這個電流不斷增加而破壞。有了R4就可以將TR3之電流限於某一值,保護它自己從而亦保護了TR1。R6 R7 C4構成所謂的增阻電路(Bootstrapping circuit),其作用在防止當輸出端電壓高至與正電源電壓相等時(即全額輸出時)亦不會使TR2截流,因為C4之下端電位若增加,則其上端電位亦跟著上升,R7之端電壓就維持於某一定值,即使輸出端達到正電源電壓時,R7仍能流過電流,供作TR2的 IB,使之不致斷流。C2 C3之作用在消除當D1切入或切出電路時所產生的少許瞬間效應。

設計概要:

　　圖6是本機的全電路,與剛才分析的電路所不同的是前面加了一級電壓放大器,並且把OP-Amp.的電源部分也加上了。加上一級電壓放大器的理由是本電路的輸入端採用反相放大型式,因此輸入電阻就是全機的輸入阻抗,這個阻抗不宜太小,否則難以與前置級匹配,而且低阻抗時需要的輸入交連電容也會大到數u或數十u(電解電容用起來很令人不舒服)。一旦選定了輸入電阻值之後,再計算全機所需之增益(一般約40~50倍)發現需要的回授電阻竟高到MΩ級,這對於一般的運算放大器是無意義的(像741之Zi只得1MΩ,回授電阻實在不應超過其1/5),因此把輸入的電壓放大分成兩級,前一級負責阻抗匹配及決定低頻端之截止點,後一級擔任全機的負回授,如此一來,想要變更全機之增益時,只要改變R2或R3就行,不必擔心阻抗之匹配或頻率響應之問題。然而兩級的電壓放大勢必要考慮一下OP-Amp.的off-set電壓,因為它們都是直流放大。因此最理想的還是採用FET輸入型,並且是二合一式的OP-Amp.具有低off-set電壓,並且有高的輸入阻抗,而溫度特性也較能一致,因此筆者推薦TL-072這個低雜音的OP-Amp.用於此電路中,當然其他編號的FET輸入型亦都適用,若不是FET輸入型的應取高輸入阻抗者,像741等級實在不適用在音頻電路中。低頻的-3dB點決定於R1 C1,f=½πR1 C1,本電路之例為15Hz,但配合2060機箱尚備有一直接輸入端,可將低頻響應延伸至DC。電路之總增益是R2/R1×R4/R3。反相型放大器的另一優點是即使在電源不接通時,其阻抗的大小仍不會變,這在電子分音的系統裡最適合了,本機的設計及瓦數都很適合用來作電子分音系統裡的中高頻段。

　　偏壓之設定也很特別,或可稱之為A類偏壓B類動作。從圖6由輸出往輸入分析:輸出端在靜態時電壓為0,則TR3的靜態電流就是流過R9 R10的電流,此電流的大小為IC3=29.4V/R9+R10=147mA(請注意,D1之陽極為地電位,陰極為+0.6V,故D1在靜態時應是截止的)。IB3=147mA/hfe3,TR3的hfe規格是20~70,IB3的獲得是從R7 R8而來,R7 R8的壓降是由TR1的Ic決定,TR1的射極電阻R6是接地的,基極接在IC2的輸出端,在靜態時它也是零電位,因此R6上的壓降為TR1的VBE,因此TR1的射極電流為0.6V/R6=30mA,則IC1≒30mA,R8上的壓降應是VR8=30mA˙R8,調整R8的值就可以控制IC3,因此只要調整R8就可使中點電壓落在零電位。事實上決定TR3靜態電流的是R9 R10而不是R8。