今年的四、五月號的AUDIO雜誌上,Mr. Marshall Leach 發表了一部250W的後級放大器,這是他一年半以來的唯一大作,本文譯者於參照原文試作發現效果優異之餘,特將全文譯介以饗讀者。
筆者自製擴大機,從真空管到電晶體,有十幾年的歷史。裝過的機器,不下五十部,最近的一部,是前幾年,當美國的一位副教授W. Marshall Leach 在"Audio"的音響雜誌上,先後發表了一套Low TIM 的前後級擴大機,名聲一時大噪,其線路結構之優異可見。於是筆者也精裝了一套,與各種名機比較試聽結果,不但毫無遜色,甚至凌駕於某些與之比較的擴大機,尤其對那些包含有吵雜的高頻和敲擊聲等音樂差異更大。配上MC唱頭(另裝MC放大)及一對老AR3a,陪了我好一段時間,今又欣聞此君有了更佳的創作,稱為「雙快槍後級功率擴大機」、「雙快槍」者,乃全互補對稱、速度快、功率大之謂也,看樣子我那套Low TIM又行將遭淘汰的命運了。
──譯者
每一個擴大機製作的愛好者,也許會想到裝一部大功率擴大機來推動低效率的喇叭以獲得優異且夠大的音壓。談到功率,大部分的人都知道,擴大機的功率愈大,聲音愈佳,這是一個很簡單的邏輯因素。擴大機的聲頻信號的峯值功率電平往往高達10至20倍於其平均功率電平,因此,擴大機的輸出峯值功率的潛能變成了一個非常重要考慮因素;舉個例子來說,一個100W平均功率(Average Power)的擴大機(所謂"Watts rms是一種錯誤的觀念,"rms"是「均方根值」的縮寫,這只適用於交流電壓和電流的規格中代表其大小之值,如Volts rms或Amp rms,而不能說Watts rms.),其功率是以正弦波信號測得,其峯值對平均值之比為2比1,所以這個100W的擴大機峯值功率容量為200W,而聲音信號峯值對平均值的功率為10至20倍,所以這個擴大機如果要維持聲音信號不被切割的話,只能工作於10至20W平均功率;若接上一個效率為百分之0.5的喇叭,只能獲得50至100毫瓦(Milli Watts)無失真的聲音功率,這相當於在一個有回響的正常的聆聽室內99至102分貝(dB)的聲壓,顯然稍嫌不足,假如用於一個更大的房間或戶外,就需要一部功率更大的擴大機了。
那麼到底多大的功率才夠呢?這個問題的答案因人而異,一對高效率的喇叭,在一個安靜的房間內,對某些人也許會說10W就夠了,至於某些擁有最新器的Hi-Fi玩家,喜歡把音量開到耳朵扯裂的邊緣,他們可能認為天空才是界限;雖然如此,大部分的人認為每聲道250W才是所謂大功率擴大機。從線路設計的觀點,250W代表著在線路設計上毫無折衷地所能達到的最大的功率,包括過高的成本。要想增加擴大機的額定功率,唯一的方法是增加其對輸出信號的峯值電壓擺動範圍的容量,這可由設計一個較高電壓的電源供給或加上一個升壓的輸出變壓器或將擴大機並接來達成。增加電源供給電壓,在線路設計上往往需要有所折衷,像輸出級用類似互補而非全互補;加上升壓的輸出變壓器及並接使用,在線路設計上亦需有所折衷或妥協,且這兩種設計,從輸出端來看,負載阻抗有效地減低了,它可能造成擴大機保護線路的過荷或過激,像這種用輸出變壓器,無法設計成直接交連,因此在很低頻率時造成了無法忍受的相移及失真。
電晶體先天上耐壓不高而電流大,一個可靠性的線路設計需求跨於電晶體上的電壓保持足夠低的數值,來容許它安全地供給最大的輸出電流,尤其對於推動一電抗性的負載,如靜電喇叭或高感性的分頻網路更顯重要;因此,在設計的安全性與提高電源電壓來增加額定功率之間有了牴觸。很幸運地,把電晶體接成串聯來使用,即可達到兩者的要求。這種把晶體串接的方法,使得每對電晶體僅負擔全部電壓的一半,引用這種技術,一個250W額定功率的擴大機便很容易地達成,而且在線路設計上不必有所折衷或妥協。
動態失真如瞬態互調失真(TIM)及轉折失真(SID)在線路設計上都是極其重要的考慮因素,兩者主要均由於低電平輸入級的高頻過荷界限不夠高以及決定增益頻寬乘積的隨後諸級的滯後補償過多所致。因此,大信號的頻寬及開環(Open-Loop)線性,在消除動態失真上,變成了很重要的設計考慮因素;談及要同時減低動態失真(總諧波失真及互調失真)均至最小成了相互矛盾,一個適當的設計必須同時考慮兩者失真相等而夠小,並不完美其一而犧牲另一,這種情形是可以達成的。假如擴大機設計成能夠排除易使輸入級過荷的聲頻以外不必要的信號以及每一級均有足夠的本地回授,來消除為了防止振盪保持穩定所需的過多的滯後補償。
振盪常是最令人困窘的問題之一,它使一個回授網路發生許多苦惱,特別是業餘者。因此,頻率的穩定性在任何擴大機的設計上為一主要考慮因素,它亦常令其他的設計目標有所折衷或妥協。例如,一個擴大機有兩個電壓增益級乃眾所週知的線路結構,若使兩級均工作於最高增益,及採用最大的負回授,其靜態失真固然可以減至最低,但是,電晶體的增益與頻寬的乘積受到特性上的限制而為固定值,故任何一級的增益增加時,其頻寬相對變窄,這個變窄了的頻寬,在高頻會造成過多的相移,必須要用大量的滯後補償才能防止振盪,過多的滯後補償增加了動態失真,而且,轉折率(Slewing Rate)會降低至無法接受的程度。
理論上,一個良好的擴大機設計,是兩電壓增益級跟隨著一個電流增益級,而且這個電流增益級需工作在電壓增益為1的最大頻寬,這個電流增益級是功率輸出級,它用來供給負載電流至喇叭。因為大電流電晶體的增益──頻寬乘積較小電流電晶體為小,故理論上使輸出及工作在單一電壓增益以獲得最大之頻寬,如此,輸出級的相移將可減至最小,穩定所需的滯後補償即可盡量的減小。使輸出級工作在單一增益有兩種辦法,第一是將推動晶體級輸出晶體均接成共集極的射極隨耦器的結構(Emitter-Follower),這種接法的輸出級可獲得最大的增益──頻寬。第二種是推動晶體為共集極而輸出晶體接成共射極的結構,這種情況是推動晶體的射極及輸出晶體的集極共同接至喇叭,輸出晶體的基極受到推動晶體的集極所推動,因為這種接法,從輸出晶體的集極至推動晶體的射極形成了一負回授迴路。輸出級的靜態失真大大地減低。但是,第一種接法較為穩定以及對聲音的再生效果較為優越,這是因為第二種使輸出晶體工作於最慢速的情況,隨著頻率的增加,推動晶體被迫需供給更大的電流,造成擴大機的高頻阻抗增加,減低了高頻的阻尼因素,而且由推動晶體及輸出晶體所組成的回授迴路,在高頻造成了高增益環百分之百的電壓回授,使輸出級容易因各種不同的負載而起振盪,這種情形不易用正常的方法測出。雖然第一種接法有著較大的靜態失真,但這可使輸出級工作於較大的偏壓電流,如此擴大機便有一個稍大的信號擺動仍然工作於A類,來消除靜態失真。
第二電壓增益級推動輸出級,因輸出級工作於單一電壓增益,所以這個第二電壓增益級必須輸出相當於加在喇叭負載上的電壓,因此它必須工作於高增益使其輸入所需的推動信號電平盡量小。因增益──頻寬乘積為固定的限制,此級的頻寬為各級中心最低的一級,故此級為擴大機頻寬的極限,而且需用滯後補償以求得頻率的穩定及防止振盪。
擴大機的輸入級亦值得特別討論一下,此級必須有兩個信號輸入,一路是由前級擴大機來的信號輸入,另一路是回授信號的輸入。此輸入級的輸出信號必須正比例於此兩信號之差,因此,此級用差動放大線路最適合不過了。這個差動放大級的設計非常重要,因為它主要地決定擴大機是否易於感受動態失真:第一、它必須具有遠大於第二級的頻寬,來使穩定所需的滯後補償量減至最小,這可使其工作於低增益及導前補償以增大頻寬來達成;第二、它必須有足夠的偏壓電流來驅動在高頻具有電容性輸入阻抗的第二級,假如偏壓電流不足,這個擴大機的轉折率便要減低;第三、必須設計成能夠排斥非聲頻所需要的超聲頻信號於信號頻寬之外;倘若以上這些設計的目標得以達成,這個擴大機就能夠免於動態失真,在信號被切割之前,不會產生TIM或轉折失真(SID)。
線路的結構對功率擴大機是很重要的,要把靜態失真減至最小,可利用一個全互補對稱的設計,尤其是供給全部負載電流的輸出級,主動元間接成互補的線路,理論上消除了顯著的偶次諧波非線性失真,剩餘的奇次諧波非線性失真由負回授來消除。在負回授加於整個線路之前,要消除這些失真,利用本級的負回授是很重要的,如此設計,開環失真可以做到足夠的低,整個閉環的負回授量不需很大,亦即不需要過量的滯後補償就能夠達到線路的穩定性;小心地平衡本地回授量與整個回授量,即可達到一個在高頻有一個較高的回授比,這是因為減少了所需的滯後補償,靜態與動態失真已同時減小之故。
本文細述一個達成了上述目標的後級功率擴大機,如此的設計,使得瞬態內環(Intra-Loop)信號的過荷現象不會發生,甚至從輸入加入超快的方波信號;因為每一級均無瞬間過荷問題,這個擴大機理論上無TIM及Slew Rate失真;在適當的裝機之後,這個擴大機可以匹配其他最好的有關的音響設備,即使接上電抗性的靜電喇叭也非常穩定,因為它能夠很輕鬆地傳送大而頻率高的瞬態電流至喇叭,所以在實際聆聽中,它的聲音非常乾淨而清脆,無所謂「電晶體聲」,尤其因越中包含大聲的高頻以及打擊的樂器,更是發揮得淋漓盡致,線路回授比足夠的高(即回授量小),整個聲頻原音的再生及精確度,幾乎無懈可擊;雖然線路由輸入至輸出全部D.C.交連,它的低頻響應自0.3Hz以下除去,這可由回授網路來達成而不由交連電容的方式,由於溫度的影響,任何功率擴大機輸出的D.C.電壓多少會產生誤差(Off set)或者前級線路的誤差而產生的D.C.電壓交連到後級,由於0.3Hz以下的消除,喇叭得以免受這些D.C.電壓的傷害;0.3Hz是足夠的低,因此在20Hz以上的相移幾乎達到了可以忽略不計的程度。
線路詳析
這部擴大機整個線路圖如圖1,這是一個全互補對稱的線路設計,從輸入至輸出完全直接交連,以保證完全的聲音再生,甚至於最低頻率的低音亦無相移失真;一個全互補的線路,表示每一個PNP晶體均配有一個NPN晶體的設計,雖然昂貴了些,但卻有利於降低靜態失真,尤其在一個負回授量不大的本線路。
輸入級由Q1至Q6所組成,Q1至Q4接成互補的差動放大,(至今作者可以確定,應用互補差動放大於功率擴大機中乃一領先的設計,在1960年末,1970年初首先由John Curl,Bascom King及Daniel Meyer等人所發表。)為了使跨在差動放大晶體上的電壓減半,將電晶體Q5及Q6加到線路上,接成共基極的結構,如此串接結果,每一晶體承受的電壓減半,輸入級的偏壓電流由R13及R14設定於4mA,這裡不用一個恆流源來代替這兩個電阻來設定偏壓電流,是因為這種差動放大共接的形式,對雜訊的排斥力較好。
輸入級加上Q5及Q6的結果,變成了所謂串疊放大(Cascode Amp.),Q5與Q1的串疊相當於一個簡單的共射極晶體,它的內部回授小得可以忽略,輸出的導電率也非常小;同樣地,Q6與Q3接成串疊。輸入級的增益由射極電阻R9至R12與集極電阻R15 R16來決定,這裡為6dB;C4及C5為本級的導前補償,用來消除轉移函數(Transfer Function)中20MHz的一個峯或極(Pole)。
C1 C2 C3及R4 R3組成一個二次的主動性低通濾波器,以防止擴大機感受非聲頻或超聲頻的信號,如錄音機的偏壓信號、FM的負載波以及有缺陷的前級擴大機所產生的振盪信號。這個濾波器在40KHz有3dB的衰落,高於這個頻率,每八度音階衰落12dB,這個濾波器是屬於具有線性相位的Bessel濾波器,在20KHz的相移失真低於0.11度,這要優於另一種緊接在線路板前面的分離是主動性濾波器,這個Bessel濾波器佔很重要的地位,它壓制排除了會產生動態失真如TIM及SID的因素,使得信號在被切割之前擴大機不會發生轉折(Slew),而且,差動放大的內環(Intra-Loop)電流的過渡現象被壓制得遠低於會產生TIM及SID之點;因此;這個擴大機根本上免除了動態失真。
第二級的增益級包括Q9至Q12,據作者所知,這種特殊的串疊放大結構是第一次被應用在擴音機上,Q9及Q10為共射極互補,內環線性修正的本地負回授由射極電阻R22至R25擔任,Q9及Q10的集極輸出信號接至Q11及Q12的射極,Q11及Q12在順信號通路上成為共積極放大,這兩個晶體的加入,把這第二級變成了互補的串疊放大電路,這種結構不同於普通的串疊放大器,因Q11及Q12的基極並非保持固定的電壓,相反地,從輸出級回授回來的信號加上Q11及Q12的基極上,使這兩個晶體成為Q9及Q10的動態變化的集極負載(此級的動作原理及輸出級時一起說明)。
Q13接成溫度補償用的固定電壓源,穩住了輸出晶體的偏壓電流;D3至D6作為熱負回授,穩定輸出級的熱溫度,與輸出晶體共同裝在主要的散熱片上,監視著散熱片上的溫度,當過熱時,立即穩住輸出晶體的偏壓電流使維持在安全的範圍之內;此擴大機(單一聲道)用了兩個大散熱片,每個散熱片上各裝兩個偏壓二極體,電位調整器R28被用來調整偏壓至失真最小。
Q11及Q12的輸出信號由集極交連至由Q16至Q19所組成的分離式達靈頓A類推動級的基極,此達靈頓推動級的輸入阻抗相當高,作為Q11級Q12的負載使其不受喇叭負載的影響,因此,第二級即可工作於很高的增益來減低擴大機的靜態失真至最小,此達靈頓超低的輸出阻抗組成輸出晶體偏壓的結果,使輸出晶體工作在AB類而毫無交越失真,至此水準,即使改變偏壓使其工作在低效率的A類或動態A類,在性能上也不會有所改進,這是因為推動級的輸出阻抗低到足以令輸出晶體工作在最大的頻寬,相當於它們的增益──頻寬乘積之值,這要大於擴大機的單一電壓增益環路的頻寬,故此擴大機的速度並非決定於輸出晶體的速度,而是它的推動級。
主要的輸出晶體由Q20至Q23所組成共集極的射極隨耦器以達到最大的頻寬,偏壓的設定使其工作在最小失真及消耗功率最小的AB類,所有的輸出晶體再無信號輸入時均導通,當輸入信號動態地增加時,兩個輸出晶體逐漸地增加導通,另二輸出晶體逐漸地減少導通,直至截流,當信號通過零附近或靠近交越地帶時,擴大機工作於A類,消除了交越引起的波形失真。
跨於每一輸出晶體上的電壓隨著輸出信號的大小動態地變化而減為一般設計的一半,大大地改善了輸出級的可靠性,因為大功率晶體只能在低於不高的集─射極電壓下才能安全可靠地供給高負載電流,這個動態的電壓變化是由動作於A類的Q24至Q31所完成,因R52及R53等值,Q28的基極電壓等於正電源電壓與輸出電壓之差的一半加上輸出電壓,同樣地,Q29基極上的電壓等於負電源電壓與輸出電壓之差的一半加上輸出電壓;假如Q24至Q31之基射極電壓降忽略不計,則Q16 Q18 Q20及Q21的集極電壓近似於Q28基極電壓,總是被迫變化在正電源電壓與輸出電壓之間。同理,Q17 Q19 Q22及Q23的集極電壓近似於Q29的基極電壓,總是被迫變化在負電源電壓與輸出電壓之間。因此,雖然正負電源電壓為±85V,跨在每一輸出晶體上之電壓永遠不會超過85V,這個數值要比具有140V耐壓的這些輸出晶體小55V,輸出級晶體永不會超出它們的安全工作範圍。這種動態地變化輸出級晶體的集極電壓的技術乃由James Bongiorno於1974年首度發表。
最近亦曾出現其他的方法來變化加在輸出級上的電壓,那是用二極體組成的或閘(OR-Gates),當輸入信號電平達到OR-Gate導通點時,突然地開啟高壓供給至輸出級的原理,即所謂G類線路,它通常引用一個不太穩定的高壓來應付瞬間的峯值,雖然這類擴大機的效率很高,且散熱片及電源變壓器可用小一點,缺點是當峯值信號到來時,才開啟較高的電壓供給而造成了開關失真的問題,不若本線路的動態變化集極上的供給電壓,這種變化很線性地追隨著輸出信號電壓而無這種失真。
Q16至Q23集極動態變化的電壓回授Q11至Q12的基極,因Q11及Q12基─射極的電壓降很小,故跨於Q9極Q10上之電壓成為一般設計的一半,另一半電壓跨於Q11及Q12上,Q11及Q12的基極接受了由輸出級負回授來的信號,這是本擴大機獨特的結構,它大大地減小了輸出級產生的靜態失真,因此,回授至差動放大的失真更小,即允許差動放大及工作於低增益,動態失真也就更小,頻率更穩定,而且轉折率(S.R.)也就更高了。
保護線路由Q7 Q8 Q14及Q15與D7至D12所組成,當輸出突然短路或者接上一個嚴重的電抗性負載,可能燒毀輸出晶體時,Q14及Q15檢出輸出電流,自動地限制輸出電流使不超過約6A,若為2Ω以上的電阻性負載,保護電路是不會動作的,當保護電路動作時,Q14及Q15達於飽和狀態而將Q16及Q17的基極短路,得到了限制作用,此時Q11及Q12的集極也被短路,這兩個晶體必須再受最大電流限制的保護,這個工作由Q7及Q8來完成,它們也檢出Q9至Q12這些晶體的輸出電流而限制其在30至35mA之間。D11及D12兩個阻尼二極體用來保護輸出晶體因過大的感抗性負載而感應的瞬間衝擊,D7阻止負半波時Q14的動作,D8阻止正半波時Q15的動作,D9及D10保護Q14及Q15免於瞬間感應的衝擊;保護線路上所有的二極體均為快速恢復、低電容型態,以免錯誤動作及保護動作過後快速的復原,C17及C18使保護電路的響應稍慢至不致動作於快速的瞬態;C15及C16用來抑制保護電路動作時,可能發生的振盪。
雖然保護電路對某些玩家有不良的評價,但是在很多應用的場合如聲音比較或補足工作中,擴大機需要移來移去或是喇叭線需要接上拆下的時候.那就成為不可缺的,我還是建議裝上保護線路以可免因裝機錯誤而造成的事故,待擴大機工作正常,將Q14及Q15拆下即可使保護線路失效,但還是不建議如此做,因為無此保護線路,當輸出喇叭線突然地短路時,擴大機會受到嚴重的損壞。
回授網路包括R19至R21及C6至C9,這個網路有兩條回路,一為A.C.回路,一為D.C.回路,兩條回路信號的總合構成了總回授信號。A.C.回路由R19及R20組成,這兩個電阻設定了擴大機的閉環增益約為26dB;D.C.回路經由R21毫無衰減地進入差動放大級,它不斷地監視輸出至喇叭的電壓,若輸出端因線路誤差而產生D.C.電壓,它將由回授而產生校正電壓來消除此D.C.電壓,以免喇叭受到傷害;C6及C7串聯成一個無極性的電解電容,他決定了0.3Hz處有3dB的衰落,低於這個頻率,電容便成開路,而AC信號經此電容回授至差動放大級;對DC給予百分之百的回授以求DC的穩定,由於0.3Hz已經足夠的低,故20Hz的相移小於0.11度,C8適應畫了的多元脂電容,作電解電容的高頻旁路用。
對增益──頻寬乘積值的需求規格乃一擴大機開始設計時一最重要的考慮因素之一,此值相當於開環增益減至1時的高頻界限,這個頻率再經過所需的閉環增益設定分隔之後,這個擴大機的閉環的負的高頻率點即可得到;增益──頻寬的乘積,這個不確定的原理幾乎影響了整個物理學及工程學上的事,擴大機的增益頻寬乘積越高,它的頻寬越大,失真也就越小,但卻容易振盪,特別是接上電抗性喇叭負載的場合,這種電抗性的負載可能之一為採用了所謂「高精確性」的發燒喇叭纜線的結果,這種纜線對擴大機形成高電容性的負載效應,(某些纜線廠做了錯誤或欺騙的宣傳,事實證明很多他們的纜線具高電容性負載效應使某些擴大機造成自毀,有些引起振盪,不是自毀就是產生異聲,特別是這種電容性負載引起保護線路誤動時,最為嚴重,即使較穩定的擴大機不因其而動作失常,它發出來的聲音是否不同於用標準的普通喇叭線還是令人懷疑。)設計之初,就已決定不因欲達穩定性臨界而犧牲增益頻寬乘積,而且必須設計成無條件的穩定,此即以方波自Bessel濾波器的後面加入,輸出亦不見有任何過激(Over Shoots)或鈴振(Ringing)的現象,再將開環增益降低些,擴大機便能永遠保持著穩定狀態;某些有條件穩定的擴大機,可以設計成極低的靜態失真,這是在低於單一電壓增益的開環頻率內,過分地綜合極(Pole)與零(Zero),引用了大量的負回授的結果,這種擴大機在市場上可以看到,它們容易感受動態失真及隨負載感應振盪,一旦開環增益隨著時間減小時,它們的穩定臨界就會減低。
根據相位實驗,發現這個擴大機可得到10MHz的增益頻寬乘積,方波響應無過度現象,即使故意把它的方波響應改成稍有鈴振現象,線路亦很穩定;此擴大機工作在閉環增益為20時,在500KHz才有3dB的下降(不含Bessel濾波器時),可知10MHz的增益頻寬乘積值是足夠的了,增益頻寬乘積設定之後,即可設計輸入級來設定這個擴大機的轉折率,此擴大機選為80V/uS,相當於20KHz正弦波全功率輸出而無轉折失真的十倍規格要求,也就是說它的轉折率高得足以再生200KHz正弦波的全功率輸出。但小心的裝機者從不如此的測試,因為這可能燒毀輸出晶體。由增益頻寬乘積值10MHz及轉折率80V/uS,差動放大級的晶體所需要的互導偏流比即可以計算出來為0.79MHO/AMP,本差動放大級的偏流設定為4mA,故所需的互導為0.0031MHO,此由R9至R12的270Ω射極電阻所達成,C4及C5為本級的導前補償,用來消除轉移函數(Transfer Function)上20MHz的一個峯或極(Pole);在第二級上C12及C13設定了整個擴大機的增益頻寬乘積值為10MHz,使有比較好的穩定臨界;C9 C24及C25完成本擴大機的頻率補償,C9在回授網路上作為導前補償,用來消除輸出級在2MHz處所產生的一個極(Pole),C24及C25穩定了經由輸出級的內部負回授環。
利用此種處理方法來設計此擴大機使具有優越的轉折率及增益頻寬乘積值,在輸入級即可免去使用非線性的B類的轉折率提升技術。另外一種技術是某些設計者利用兩個完全相同的擴大機作橋式並接方式,這種方式的轉折率可以提高為原來的兩倍,但是,在無轉折下,它所能再生的全功率的正弦波信號的最高頻率無法達到原來的兩倍,而等於原來個別的擴大機,所以它無法用來增加大信號頻寬像增加轉折率一樣。
電源供給如圖2,電源變壓器12A,重38磅,因DC電壓是±85V,濾波電容的耐壓必須超過100V,作者用兩只8600uF的電容並聯在一起作為每一電源的濾波,此聲道的濾波電容總共為34400uF,這個數值可以再增加,但是對擴大機的改善不大,因為此機即使達到信號切割的程度,輸出晶體亦不會飽和,這點防止了因輸出晶體的飽和而使電源供給的波紋交連至喇叭負載上,而且此時不是Q9就是Q10飽和,此二晶體均有低頻濾波線路而與電源紋波隔絕,波紋即不能經Q9或Q10到喇叭負載上。
本機規格量計
在8Ω的負載,正弦波平均額定功率為250W,相當於45Vrms或63Vpeak,連續的正弦波功率對電源的耗電負荷遠高於聲音信號,因為在相等峯值下的聲音信號,其平均功率遠低於峯值,因此,擴大機在無負荷下,其輸出峯值電壓,以及加上負載後,濾波電容兩端電壓在下降之前,擴大機最大的瞬間峯值變成了很有意義的規格,本機此峯值為78V;也就是說,假如電源完全的穩定,8Ω負載的平均正弦波功率達380W,比原來的平均正弦波額定功率高出1.8dB。
要測量擴大機的失真,應該放棄傳統的總諧波失真(THD)而專心研究互調失真(IM),這是因為THD的測量結果只是確認所測試頻率的諧波成分的失真,這些成分往往是聲頻寬度以外的,尤其是10KHz以上的測試頻率;最可聽見且令人討厭的失真並非這些頻率的諧波失真,而是IM失真,這種IM失真是由於兩個以上不同的頻率同時加在擴大機中相互作用,叫做互調所產生的失真頻率,人的耳朵對IM失真最為靈敏而非THD。
擴大機有兩類IM的測量,一種叫做SMPTE IM測量,另一種是DIM-100測量;SMPTE IM的標準,記載於「電影電視學會」上,這是一種靜態失真的測量技術,他僅一於信號的振幅特性,交越失真是這種失真的一例,SMPTE IM的測量對這種失真最為敏感,它是用一部Crown IMA互調分析儀來測試,同時以兩種不同頻率的正弦波信號,60Hz及7KHz,大小比例為4比1,IM失真是7KHz的單音信號受到60Hz單音信號所調制的百分比,量出來的結果如圖3所示,8Ω 250W時的失真水平為0.054%,800毫瓦(mW)時為0.004%,再低於這個功率時,這個測量系統的雜訊大大地影響了失真的測量,數據如圖3示已經得到了修正,上面一條曲線是失真與殘餘雜訊之差的rms值,下面一條曲線乃兩者的代數差,而真正的失真應該在兩曲線之間,這個殘餘雜訊是將IMA分析儀的輸出信號電平轉至零時,分析儀上所指示的失真百分比,因為當此擴大機Phono輸入插座短路時分析儀上指示的失真百分比降為零,表示雜訊並非來自擴大機而是分析儀本身(作者後來發現此雜訊是IMA分析儀的錯誤接地所致)。
DIM-100的測試是一種可以測出在可聽見範圍之內的失真成分,這種失真乃依於信號的振幅及頻率特性,TIM及SID便是這種測試最敏感的失真;DIM的測試是利用一部Spectrum分析儀,在擴大機的輸入端同時加入一方波及正弦波信號而分析出IM的失真成分;此測量技術最先源自Schrock先生,當時對此失真並無方法來定量,後來Leinonen發表了這種方法,稱為動態互調失真(DIM)的測試,它的測試信號由4比1的3.18KHz方波與15KHz正弦波所組成,此方波信號先經過一個通低頻的單峯濾波器,此濾波器在30KHz處衰落3dB(DIM-30),通常擴大機用此測試信號,而在測試高級儀器時信號頻率用100KHz(DIM-100),本機採用DIM-100來測試,DIM-100是用九個可聽見範圍的IM頻率量出來的失真成分的rms值的總合,對15KHz正弦波振幅rms值之比值的百分比,這九個IM頻率是0.9、2.28、4.08、5.46、7.26、8.64、10.44、11.82及13.62KHz,這些頻率必須先用頻譜分析儀或頻率選擇電壓表測試過。
在演算放大器(OP AMP)中,高頻總諧波失真(THD)的測量可以確定動態失真的成分,用這個方法來測量功率擴大機亦有效,但是這裡不用它有幾個原因,主要的一個是用THD測量時需使擴大機工作近於轉折界限(Slew-Rate Limit),對一個轉折率為80V/uS的擴大機,必須工作於200KHz以上的全功率,以如此高的頻率全功率輸出時可能造成輸出晶體的燒毀,而且分析儀量出來的失真在200KHz以上的精確度也成了問題。第二、量出來的失真亦非屬於可聽見範圍的頻率,最後,THD的測量,用高於40KHz的信號加於具有40KHz截止頻率的Bessel濾波器之前,將需要不實際的大信號輸入,舉個例子來說,它需要56Vrms的信號輸入才能達到200KHz 45Vrms的正弦波全功率輸出。
DIM-100的測試信號是用兩部HP 3310A信號產生器產生的,及用一部HP 5381A的計頻器來調整至標準頻率,再用一部示波器來顯示這個信號如圖4所示,因為正弦波與方波的頻率之間無諧波關係存在,故示波器顯示出來的幾周的正弦波重疊在方波之上,使擴大機的輸出有方波100Vp-p、正弦波25Vp-p,混合信號的峯值電壓為125V,此值比250W 8Ω時的峯值電壓低1.5V,加上8Ω負載其輸出波形如圖5,此時的輸出功率為322W。
由於如此大的功率,負載電阻在此測試中很快地就會發熱(若換以等峯值的正弦波信號,則此時的平均功率當為244W),在輸出信號中,要決定DIM-100的失真成份,擴大機的輸出必須經過一個可變的衰減器之後,再進入一部Tektronix 5L4N的Spectrum分析儀如圖6所示。
圖6所示為擴大機輸出信號做光譜的分析,從0到20KHz顯示出80dB的動態範圍,在此圖中得到七個頻率成份,3.18、6.36、9.54、12.72、15.90及19.08KHz,除了15KHz為測試信號外,其他都是方波的諧波(這些耦次諧波是由於3.18KHz的方波不對稱所產生,若為完美的方波,它們是不存在的)在標準的DIM-100的測試規定的9個頻率中,測試結果確無IM的失真成份,此及在3.18KHz方波的基本頻率下,本擴大機無DIM-100的失真成份(大於80dB),將測試信號電平減小其結果亦同,在此有一樣要聲明的是,DIM-100的測試並不量計超音頻寬度以外頻率的IM失真成份,故可影響高頻THD的失真成份並未量出,這是因為會影響擴大機聲音品質的只是聲音頻寬之內的失真成份(這些DIM-100均可測出)。
圖7至圖11總括本機的頻率響應波形,圖7及圖8所示為200W 8Ω負載時,50Hz及10KHz的方波響應。圖7有稍微的傾斜是因為採用100%的D.C.負回授來穩定靜止的偏壓及電流,
圖8顯示經過二次Bessel低通濾波器的響應特性,在40KHz處有3dB的衰落,這個頻率已足夠的低,使輸出信號的時間變化永遠不會接近擴大機的轉折限制臨界,甚至最壞情況的信號如全功率輸出的方法也是如此,負3dB的頻率也是足夠的高,使低於20KHz信號的振幅及相位的偏移可忽略不計;
圖9所示為加在Bessel濾波器之後端的輸出方波響應,接近90度的相位臨界而無過渡或鈴振的方波響應顯示著擴大機無條件的穩定性,因此,擴大機不會因為任何的負載效果或開環增益隨時間減小而發生振盪。
圖10表示加上2uF的電容負載時,10KHz的方波響應僅有微小的鈴振及過渡,顯示了擴大機加上電抗性的負載後的超標準穩定性;圖11所示在8Ω負載下被切割了的20KHz正弦波信號響應,這是在做此測試時,加大輸入信號使有2dB的過荷,圖示切割得很對稱而且僅有少許的「突出」;圖10及圖11是一種苛責的測試,通常,除非熟知程序,否則無經驗者切勿作此測試,作者有幾部擴大機即毀於此測試中。
此擴大機的S/N是用B&K 2609測得的,將Phono輸入對地短路,在250W 8Ω負載時的S/N為108.2dB。
阻尼因素的量計是用第二部擴大機的輸出端來推動此擴大機的輸出端,兩部擴大機的輸出端各加一8Ω的電阻,阻尼因素等於第二部擴大機輸出端的電壓對被測試的本擴大機輸出端電壓的比值加1,這個比值是用一部HP3575A增益相位表量出的。20Hz的阻尼因素在300到500之間,未確定數據是因為受此量計系統雜訊的影響;20KHz的阻尼因素是60,由此可算出本機的輸出阻抗在20Hz時為0.016到0.027歐姆,20KHz時為0.13歐姆,高頻時輸出阻抗的增加主要原因是由於電感L1的緣故。
裝機細節將在下一期中再詳述。(譯自Audio 1980年4月號)
(250W雙快槍後級放大器製作 下:https://subig1957.pixnet.net/blog/post/17151343
轉載音響技術第57期SEP. 1980 250W雙快槍後級放大器製作 上/W. Marshall Leach 原作/魏正利 譯述
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