煞費苦心、遍野尋芳
音響技術出刊以來,無不對音響系統的點點滴滴,詳加闡述與印證,遠從汽車過街的雙耳效應,近至同軸的喇叭線,尤其對擴大機的說明,寫作更是煞費苦心。豈料科學的求新求進,並非千篇一律,我們需要進步、需要成長,所以我們不斷的尋覓。萬能老虎、ESS 無一不是例證。本刊 32 期一到手真想一下子就挪出三天三夜的時間來動一次擴大機的開刀手術,讓大家共同來討論心痛與神經痛的關鍵所在。
這一次,又在 33 期看到了笙隆 100 瓦的電路,並有進一步的闡述,遂使牛刀小試的心機復萌。不揣文筆拙鈍,起草成稿,盼有興趣的同道,共同目睹這這一切的進展與成果。
電路分析與探討
一、雙微分輸入級優異性能的判辨:
雙微分(Dual Differential)輸入級與常見的差額(Differential)輸入級的差別,完全顯現在平衡力矩(機械名詞?)的和諧,與雙邊驅動的魅力上,奧妙之處,正趨於天衣無縫的境界。現在就讓我們來分別一下 Differential 與 Dual Differential 電路的苗頭。
(1)靜態穩定:(見圖一)
Differential:在 OTL 電路正流行的時候,這種 Differential Operation Circuit 的冒出,真是如受寵的嬌兒,會如此,當然有它的道理。它因有 Q1 Q2 巧妙的搭配,使輸出電位與輸入一致,就此把 OTL 的時代推展到 OCL。上述 Q1 Q2 這一級的穩定情況完全操在兩枚電晶體的手上,選用對稱的晶體管,可抵銷 Q1 Q2 的溫度偏移,可是它們的偏流電阻 R1 和 Rf 的不等值,以及 Q3 hfe 動態特性的變動,直接影響到輸出直流電位的漂移。
Dual Differential:這電路的偏壓電流幾乎完全靠兩組對稱差動放大器的架構,而形成自給迴路。所以理論上在 R1 和 Rf 上是不會有壓降產生的,而 Q5 與 Q7 又在此構成一全對稱的骨架,更能抵消相互間的漂移現象。
(2)動態穩定:
Differential:電晶體的動態特性在本質上就不是完全理想的,我們可以得知一擴大機在沒有訊號的時候,輸出的直流電位是零,可是有訊號工作的時候,就大不聽話了。這種現象可以在低音喇叭作可見振幅的百動上明顯的表現出來,當然若選用完全對稱的 Q1 Q2 與在後面驅動及功率採用對稱的架構上,可獲得相當程度的改善。
Dual Differential:由於 Q5 Q7 的對稱補償再加上兩組差動電路對正負半波都具完全補償的功能,在 Q5 和 Q7 的集極上所得的結果,自然是近乎理想的。所以在動態穩定的理論上,這電路要佔相當程度的優勢。
(3)失真指量與 TIM:
Differential:若 Q1 Q2 在小訊號動作的狀態下,其失真不計(實際上是不等的),那麼最嚴重的失真,會顯現在 Q3 與 R6。A1 的驅動是由 Q3 負責,阻抗很低,而 A2 的驅動就只靠 R6 來負擔,阻抗當然是 R6 之值了;A1 和 A2 這兩不等值的輸入阻抗當然大大的影響到其對乙類工作正負半週的失真程度。通常的補救辦法就是在 R6 上著手,將其改成靴帶式電路,使 R6 的電流來源由一負於 V- 的電壓供應。另外的辦法就是把 R6 用一電晶體構成的恆流源來替代,但是這樣的做法再 A1 和 A2 沒有電壓增益時會造成嚴重的損失。總之:Differential Amplifier 要完全克服動態失真,得到低的輸出阻抗並不是很容易的。
Dual Differential:由於兩組差動構成,並在 Q5 Q7 上加上電流回輸,使原來對稱的電路更加穩定,又 Q5 Q7 的集極是一 Flooting 的電位,更顯然的可以得知整個電路的增益完全操在圖上六枚晶體的手中,而能夠使電路的開環路增益的頻率響應曲線近於水平的狀態而延伸到超越聲頻很遠的寬頻愈範圍。再加上少量的回輸就輕而易舉的達到超低 TIM 的特性。這當然要歸功於雙微分電路與 Q5 Q7 對正負半週有利的拉鋸動作了。
二、全對稱的達靈頓乙類輸出電路:(圖二)
把整個擴大機電路的個別單元的動作狀態皆能獨立起來,而不仰賴回輸,這樣就是先天條件的良好而後天不補也足的意思。一個好電路之所以好並不是其中的某些部分好,而要統統都好才可以,這就是吃甘蔗頭尾都甜勁道十足的真正表現。
(1)極低的輸出阻抗:
兩級串接的 Emitter Following 達靈頓電路,不必借回輸就有先天性的低阻抗輸出,而電路又是全對稱的架構,推動電感性的喇叭,更具威力。何以如此?別忘了功率電晶體的 store times。功率電晶體本來的響應就不是很好,所以只有用正負對稱的強迫輸出,才能使電路的頻率響應伸展到最高,有如此的效能,當然也不能否認 Q8 Q9 的推動了。
(2)何以並聯輸出?
並聯輸出的理由並不止於能使用多對 plastic 的功率晶體來分擔功率消耗,除此之外,對電路增益的穩定亦有相當的關係。若不如此,則 10 瓦輸出時,輸入阻抗為 10KΩ,100 瓦輸出時,輸入阻抗會連 1KΩ 都不到。我們看 2N3055 的 hfe 特性曲線就很明顯, Ic 在 10mA 以下,hfe 20 都不到,而 Ic 1A 時,hfe 居然高達 300,但 Ic 一直大到 3A 時,hfe 又降下到 10 左右,所以並聯輸出在選用功率晶體時是相當有利的架構。
(3)優良的溫變回輸:
溫度回輸再功率擴大機電路上亦屬相當重要的地位。常見的電路對溫度回輸的處理並不認真。只有回輸恰當的擴大機才不會使功率晶體隨機器的使用時間而欲來愈燙,或在大功率工作後因過量回輸而又造成小訊號的失真,這都是不對的處理。不管是欠回輸或者試過回輸,這兩種狀況對超低 TIM 這個名詞都造成相當的威脅。Q6 再此必須供應四個晶體的偏壓約為 2.8V,因此,變更 Q6 和散熱器絕緣層的距離,可使電路處漁塭度回輸恰當的中值位置。
(4)便捷而明朗的安全措施:
輸出短路燒不掉。擴大機最大的致命傷就是輸出短路,往往這種狀況的發生會使功率晶體連同推動管一連串的燒下去。而此電路用了很乾脆的開關保護電路,此電路由 Q10 Q12 和 Q11 Q13 構成,和一般的限流保護的特性大大的不同。有明顯的跡象可以判辨,那就是使用限流保護電路的擴大機,在輸出短路時,功率晶體一直發燒,而此一方式的電路架構在輸出短路時,卻乖乖得溫溫順順的,豈不妙哉,所以得以把保護的功率限度提高。
電路演算與實際:
除了之電路架構的優點,我們還要了解它的動作,也只有了解電路的動作況態,（如電晶體的 IB 加大,Ic 也變大),再加上簡單的運算,我們說它好才是知其然也略知其所以然。或許我們還不能完全曉得 Q5 Q7 Q8 Q9 何以要加小散熱器,又何以 Q1 Q2 Q3 Q4 只用小黑豆,然而這都不是撲朔迷離的難題。
一、幾個應該知道的靜態電壓值:
電路正常工作下的工作電壓值,有的是地先被設定的,譬如輸出端的直流電位為零,電晶體 VBE 必處於工作狀態或待工作降態而近於 0.7V,這都是檢修電路必須具備的觀念。現列出各點或其中某兩點間的電壓值,以供參考。
VB(Q1)=VB(Q3)≒0V
VB(Q3)=VB(Q4)≒0V
VEB(Q5)≒0.7V
VBE(Q7)≒0.7V
VCE(Q6)≒2.8V
VBE(Q8)≒0.7V
VEB(Q9)≒0.7V
VBE(Q14)(Q15)(Q16)(Q17)≒0.7V
VEB(Q16)(Q19)(Q20)(Q21)≒0.7V
二、靜態演算分析:
101 Q1 Q2 Q3 Q4 的工作點:
Ic(Q1)=Ic(Q2)=Ic(Q3)=Ic(Q4)
102 Ic(Q1)+Ic(Q2)≒IE(Q1)+IE(Q2)=I(R8)≒-55V/68K≒800uA
103 得 Ic(Q1)=800uA/2=400uA
104 I(R6)=0.7V/3.9K≒20uA(忽略 R10 的壓降)
105 IB(Q5)=400uA-20uA=380uA
106 設 Q5 hfe=100 @IB=380uA
107 Ic(Q5)=380uA×100=38mA
108 V(R10)=38mA×100Ω=3.8V
得 104 式 R10 的壓降不能省
109 104 起重算
Ic(Q1)=400uA
Eiv(Q5)≒hfe×R10×10KΩ Ic(Q2)在 R10 的壓降可省
110 現在把 Q1 集極在 R6 和 Q5 上所顯現的電流分配圖如下:
111 算 IB(Q5)則V(R6)/R6+V(R6)-0.7/10K=400uA
解得 VR6=1.3V 故 VR10=1.3V-0.7V=0.6V
112 Ic(Q5)=0.6V/100=6mA
113 Ic(Q1)=Ic(Q2)=Ic(Q3)=Ic(Q4)=400uA
PD(Q1)=PD(Q2)=PD(Q3)=PD(Q4)=VCE×Ic≒55V×400uA=22mW
114 Ic(Q5)=Ic(Q7)≒6mA PD(Q5)=55V6mA=330mW
115 結論 Q1~Q4 的靜態工作點是 Ic=400uA PD=22mW
Q5 Q7 的靜態工作點是 Ic=6mA PD=330mW 使用小散熱器是必要的。
116 VCE(Q6)≒2.8V
I(R13),(VR2),(R15)=2.8V/2.7K+500+820=0.7mA
Ic(Q6)=8mA≒7.3mA
則 hfe(Q6)＞7.3/0.7×10≒100 是可能的,可判辨 Q6 的工作點設計是正確的。
117 設 VR2 處於中值位置
則 VCE(Q6)/0.7=27K+820+500/820+250≒2.8V/0.7V
又設 VR2 處於最低位置
則 VCE(Q6)=2.7K+500+820/820×0.7V≒3.5V
又設 VR2 處於最高位置
則 VCE(Q6)=2.7K+500+820/820-500×0.7V≒2.1V
118 結論: Q6 的 VCE 電壓變化由 VR2 控制,可由 2.1V 至 3.5V 變化,中值位置 2.8V,可判辨這個電路的靜態電流並不容易調整。
119 討論中點電壓調整電路的 D1 D2 和 VR1
ID1=ID2=5.5V/10K=5.5mA
I(VR1)=1.4V/500=0.7mA 電流設計恰當,惟 D1 和D2 最好使用小電流的偏壓二極體。
120 D1 D2 必須選用溫變係數相同的二極體,否則中點電壓會隨二極體所感受之溫度變化而漂移得很厲害。
121 VR1 可由 +0.7V 至 -0.7V 調整,和一般 OCL 中點漂移 ±20mV 相去太遠,沒有能夠好好利用半可調電阻的調整角度。
122 結論:中點電壓不易調整。
123 設每個功率晶體的靜態電流為 20mA,又設其 hfe=50,則 IB(Q14~Q17)=20mA/50×4=1.6mA
124 電流方向指示:
電流由 Q8 Emitter 流入 Q14~Q17 的Base 經 Q14~Q21 Base 流出回到 Q9Emittes
125 V(R23)≒1.4V(Assume)
I(R23)=1.4V/470=3mA
126 3mA+1.6mA=4.6mA=Ic(Q8)
127 又設 Q8 =50,則 IB(Q8)=4.6mA/50=100uA 比起 Q5 的靜態電流 8mA 小很多,電路設計是正確的。
128 PD(Q8)=55V×4.6mA=253mW。
129 結論 Q8 Q9 靜態工作點是 Ic=4.6mA PD=253mW。
130 Q10~Q13 靜態不動作。
131 R14 與 R16 上應有壓降,I(R16)=I(R2)+I(R8)+I(R7)+Ic(Q5)=5.5mA+0.4mA+0.4mA+8mA=14.3mA
V(R16)=V(R14)=14.3mA×10=0.143V
132 R4 和 R12 靜態壓降應幾乎為零。
133 現列出本電路靜態測試的動作順序
A.調 VR2 使靠近 R13
B.短路 Q8 Base 至 Q9 Base
C.加上電源
D.測 V(R16)≒0.14V
V(R14)≒0.14V
V(R16)=0.8V
V(R9)=0.8V
V(R6)≒1.3V
VCE(Q6)=2.1V
E.Vo/p 介於 ±0.7V 之間
F.解開 B 項動作
G.監視 R33 上的壓降調整 VR2 使成為 10~20mV
134 不穩定動作的推測
A.高頻振盪(似乎不太可能)
什麼電壓都不對勁,用 VOM 之 out 檔測量輸出有 AC 電壓,可加大 C8 之值
B.元件故障與裝配錯誤:
可沿各路電壓電流之動作狀態由前而後檢查。
三、動態討論分析:
201 輸出功率 100W P=V²/R @ 8Ω Load V=29V rms=81.2V p-p 供應 ±55V 得 100W 是不過份的。
202 最大供應電流
Ip-p=Vp-p/R=81.2/8=10.6 得單端供應最大電流 5.3A
203 Q14~Q17 每個功率晶體平均分配最大電流約為 1.4A,設 hfe=50 @ Ic=1.4A,則總的 IB=5.3A/50=100mA,得 Q8 與 Q9 供應之 Ip-p=200mA Irms≒70mA 又 Vrms=29V,Po=29V×70mA=2030mW(Po 指輸出功率)由 Q8 Q9 分擔,各為 1015mW 實際之 Q8 Q9 之消耗約再增加(129)所討論之靜態消耗 253mW,又兩晶體之動作已趨於乙類,故實際之 PD 將以不超過 1W 估計,在此 Q8 Q9 加小散熱器是有理由的。
204 由上得 Q8 IE(max)=100mA 則 IB(Q8)max=100mA/hfe=2mA(見 126 之演算)比起Ic(Q8)=8mA 並不過分,顯然電路是正確的。
205 輸出短路:
輸出端沒有訊號,使 Q1~Q4 構成的差動放大器取不到回輸電流,所以 Q5 Collector 必形成方波狀態,意即 Q5 和 Q7 只作開關動作。
206 輸出短路時,Vp-p(R19)=110V Vrms(R19)=55V I(R19)=55V/390=140mA PD(R19)=55V×140mA=7.7W
207 Ic(Q5) max=140mA 有誤,PD(R19)=7.7W 不可能
208 205 起重新演算。
Q1 可能之最大電流是 800uA,設 Q5 hfe=100 則 IB(Q5)≒200uA (如 110 之演算) Ic(Q5)=200uA×100=20mA
209 Ic(Q5)max=20mA 無誤,故用電表量取 Q5 collector 與 Q7 collector 之捷徑電流不會超過 20mA,並不會有燒晶體之危險。
210 保護電路之 8Ω 過載動作點圖示如下:
設 Q12 之導通電壓點為 0.5V
I(R33)=Vo/p/4×8=V(R33)(因 R33=1Ω)
V(R33)≒470/5.6K+470×Vo/p
VBE(Q12)=V(R33)-V(R23)=Vo/p/4×8-Vo/p×470/5.6K+470
解得 Vo/p≒-220.5V(可能有誤)
211 結論:8Ω 電阻負載,保護電路不會動作,其原因是,雖然 R33 上有壓降,而 Q12 之 VB 電壓卻被 R25 與 R23 所組成的分壓電路「拉」下來了,而一直保持截止狀態。
212 使保護電路動作之最小負載:
既然求不到 8Ω 的最大電壓動作點,那麼求最小負載動作點應該是不成問題。
由 201 得最大輸出電壓是 40.6V (單端)(注意此時並不是 100W 輸出),知 V(R23)=470/5.6K+470×40.6≒3V
R33 要有 3.5V 的壓降方能使 Q12 導通,故 IR33=3.5A
Io/p=3.5A×4=14A
R=40.6V/14A=2.9Ω
213 結論:本電路在 8Ω 或 4Ω 電阻負載下,皆能工作正常。
214 C3 D4 的作用
若沒有 D3,則輸出呈現負半週時,Q12 會導通由此得知 D3 D4 有隔離二保護電路,使專司正負半週知動作,不致有誤。
215 溫度對保護電路的影響:
Q12 導通因數是由 V(R33)與V(R23)所構成,此二量的值已大於 Q12 本身溫度變化的導通變量的十倍以上,所以這保護電路的溫度穩定性甚佳。
216 C11 與 R24,
C11與 R24 構成積分迴路,R24 有緩衝的效果,使 Q10 和 Q12 所構成的 SCR,其"ON"與"OFF"的連度,不致過於尖銳
217 R29~R36 之 PD
由 P=I²R 得 8Ω 負載下,I 僅不足 4A,故每個電阻所流經之電流不過於 1A,得知 R29~R36 之額定各為 1W 就夠了。
218 電路增益,Av=R4/R3+R4×R11+R12/R11
轉載音響技術第35期NOV. 1978 雙微分超低TIM功率擴大機電路分析/洪飛
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