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  上一次我們談到電晶體放大器的三種基本型態,也提到共射放大器的增益是-RC/RE,現在,我們就舉一個簡單的例子,以實際了解放大器的設計。

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  如圖三十五,是一級電晶體的CE(共射)放大器,首先假定我們需要一個100倍放大率的放大器,那麼:RC/RE=100;究竟該取多少值才合適呢?關於這個問題,容後頭再詳細說明。我們暫定RC=20KΩ,那麼RE=200Ω,如此RC/RE=20KΩ/200Ω=100。

  接下來決定流過電晶體的電流IC,在決定IC,必先定C點電壓。C點的電壓多少才合適呢?定在電源的一半,也就是20V吧!為什麼要定在電源的一半呢?如果C點電壓是20V,那麼當信號輸入時,C點電壓最高可升至40V,也就是+20V的擺幅;而C點最低可低至0V,也就是-20V的擺幅,如此一來,恰能得到+20V的最大擺幅輸出。如果不定在20V,例如說是30V呢?那麼最多只有±10V的輸出,信號再大,上半部就要被切掉了。也就是說,雖然負半週有30V的擺幅,但正半週只有10V,這樣的設計,顯然有欠妥當。

  C點的電壓既然為20V,那麼RC兩端的壓降就是20V,所以IC=20V/20K=1mA。

  IC知道了,查查電晶體的hFE,如果說這顆晶體是2SC2705,其hFE >80,假定是100吧!那麼IB=1mA/100=0.01mA。IB知道了,就可以決定R1、R2。前面已經講過,要求偏壓,先知道B點電壓就沒錯。在這兒,B點電壓等於VBE加上RE的電壓,電晶體的VBE=0.6V,RE上的電壓等於電阻乘電流,即200xIE=200x(IC+IB)=200x(1mA+0.01mA)0.2V。

  所以B點電壓=0.6V+0.2V=0.8V。

  這0.8V也正是R2兩端的電壓,再來只要知道流過R2的電流,那麼就可求了。而流過R2的電流該有多少才合適呢?一般的設計,考慮穩定度及電晶體參數不同的影響,將流過R2的電流,定在IB的十倍以上,在這裡,IB=0.01mA,所以我們把流過R2的電流定在0.1mA,那麼R2=0.8V/0.1mA=8K。

  R2知道了,接著求R1,R1兩端電壓是:40V-0.8V=39.2V。流過R1的電流是IB加上流過R2的電流,也就是0.01mA+0.1mA=0.11mA,所以R1=39.2V/0.11mA=356K。

  至此,這個CE共射放大器可說設計完成了。現在我們回過頭來看看RC的問題,就剛剛設計好的放大接上負載看看;譬如說,接上一隻600Ω的耳機吧,在圖卅五的虛線部分,顯示出負載耳機的位置,由於電容器對交流而言是呈短路,所以這時電晶體的集極構成了20K和600Ω並聯的值,大約是600Ω左右,此時的電壓增益成為600Ω/200Ω=3。放大率由100降至3!由此可知這個放大器必須接上高於20KΩ很多的負載,才不致影響放大率,所以當初在定RC的值時,就必須考慮負載的大對才行。一般說來,RC的值須在負載的十分之一以下。

  那麼,難道說圖卅五的CE放大器真的沒辦法用來接耳機嗎?有的!只要在後頭街上一個CC(共集)放大器,也就是射極隨偶器,負責阻抗匹配就可以了。圖三十六畫出了這個CC放大器的電路圖,電晶體的B極直接接在圖卅五的C點即可,此時輸出點E的電壓是:20-0.6=19.4V。

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  這是因為電晶體VBE有0.6V的壓差的原因,當然最好的設計是重新把E點定在20V,也就是圖卅五的C點有20.6V的電壓,再重新計算R1極R2的值。

  現在就來分析一下這個CC放大器的輸入阻抗:前面(上一篇)已經提過射極隨耦器的放大率是1,現在如果RE正是那之600Ω電阻的耳機(假定有種能耐30mA直流的耳機),而在CC級的輸入端入1V的電壓,因為放大率是1,所以輸出擺幅也是1V,流過耳機的電流變化量是:1=1V/600Ω=1.6mA。如果這個電晶體的β是100,那麼要有1.6mA的IE變化,IB的變化是1.6mA/100=0.016mA;一個1V的電壓家再輸入端而流出了0.016mA的電流,那麼輸入阻抗就是1V/0.016mA=60KΩ;這就好像把一個1V的電壓加在60KΩ的電阻上而得到0.016mA的電流。道理相同的,如果從電晶體的小信號模式來推導,可以得到輸入阻抗大約是βxRE,這不是很方便嗎?!

  好吧,這個CC隨耦器接在圖卅五之後,電晶體的集極負載成了20K與60K並聯,並聯後之值為15KΩ,放大率降為75,算是還能忍受。當然,若要改善這種情況,可選用值比β值更大的電晶體;另外就是再接上一級射極隨耦。譬如喇叭,阻抗只有8Ω,由此可想而知為什麼後級擴大機總要接上2~3級的射極隨耦器,道理在此。

  如今,您若把圖卅五的CE組態接上二級射極隨耦,再接上喇叭,這樣像不像SF-106N的電壓放大級、推動級和功率級?!

  沒錯,這就是半個SF-106N,從這兒您可以算出SF-106N的電壓級的放大率,進一步的也能求出106N的開環增益。哦!還差了一項差動放大的增益不會算是嗎?!接下來我們就來談它。其實,您不妨翻開音技91期,柯文山先生把各類型的差動放大做了精彩的剖析,值得好好研究。

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  當然,106N的差動放大是如圖卅八(b)的形式,而一般的差動放大如圖三十八(a)。多了兩隻射級間的電阻的好處,在83期已經說得很清楚了,現在我們就來分析一下這具有RE的差動放大的增益。

  如圖三十八(b)所示,當差動放大的兩個輸入端都是接地(無信號輸入)時,流過REE的電流IK約為-0.6-(-VEE)/REE,若Q1和Q2的特性一致,那麼IC1=IC2=½IK

 

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  再看圖三十九(a),當此一差動放大的兩個輸入端都加上同樣的電壓信號(即共模信號),譬如說是『正』的信號,那麼Q1 Q2的基極電位同時受到提升,如此一來IK必增加。舉個例說,如果加的電壓是+1V吧!那麼IK變為:[1-0.6-(-VEE)]/REE

  如果所加的是『負』信號,那麼Q1 Q2的基極電位同時降低,IK則減少,事實上Q1 Q2的動作是同步的,就像是二個並聯的電晶體一樣。看圖三十九(b),把REE拆成二隻2REE並聯,由於工作於共模信號時,m、n二點間並無電流流過,因而可將m、n間連線切斷而成圖卅九(c)的形式,如此一來,Q1的增益就很明顯了,這是一個CE放大器,放大率為:AV1=-RC/(2REE+RE)=AC

  如果RE比REE小很多,那麼放大率可寫成:AV1=RC/2REE這個式子,就是放大器的共模增益(common mode amplification)。

  在SF-106N中,RC=1.5K、REE=18K,所以共模增益AC=-1.5K/36K=-.0.04,負號代表相位相反。

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  再看圖四十(a),當差動放大的兩個輸入端加上相反的電壓信號時(請注意這兒所加的電壓信號必須完全相反,否則必含有共模成分),此時IC1增加,IC2減少。在理想上,IC1的增加量恰和IC2的減少量相等;因此差動放大器在工作於差模信號時,IK並無變化。這就表示了電流的變動,只經過兩支RE,因此也只有這兩支電阻影響了差模訊號的放大率,我們馬上就可以把Q1畫成如圖四十(b)的形式,這個CE放大器的增益便是:AV1=-RC/2REAd,Ad就是差模訊號增益(difference mode amplification)。

  在SF-106N中,RC=1.5K、RE=150Ω,所以Ad=-1.5K/2x150=-5。同樣的,負號代表相位相反。

  而CMRR(Common Mode Reiection Ratio)的定義為Ad與AC之比,就106N而言CMRR=-5/-0.04=125,為42dB,算起來並不高,原因是2支RE的介入,而且REE用得並不大所致。但我卻寧可犧牲一些CMRR,去換取更快的回轉率(SR)和較大的頻寬。

  當然,您也可以按91期的方法,先化成小信號的等效模式,在於計算。所得的結果將hie那一項略去,答案是一樣的。

  至此,您應該已經能算出SF-106N的開環增益了吧!假設推動級、功率級的電晶體,其β皆為100,喇叭為8Ω,所以:8x100x100=80K。再與20KΩ並聯而成電壓級的集極負載:80K//20K=16K。

  電壓級的增益為-16K/220=-72.7,差動級的增益為-5(前面提過了);總增益為-5x(-72.7)=363.5=51dB,由於閉路增益為27dB,所以回授量為:51-27=24dB。

  算是相當低的回授量了,在如此低的回授量下,唯有選用質優的電晶體,才能將諧波失真壓低。

  分析至此,您是否有一股衝動?再買片SF-106N的PCB,改一改開環增益,看看能不能做出回授量更低的超低TIM擴大機!在理想上,有人說12dB的回授量是最好的,您不妨試一試(我倒是沒試過)!

  SF-106N在未加上那兩支20K的電阻以前,開環增益在65dB以上,回授量將近40dB,這是低TIM擴大機的極限值。而且,一個大量回授的擴大機,還有引起振盪的可能,至於為什麼回授量大會引起振盪,這就不是三言兩語能說清的了。有興趣的同好,不妨參閱相關書籍,反正說來說去,那兩隻20KΩ的電阻一定要加就是了

  回顧古代的擴大機,不但沒有那兩隻20K的電阻,甚至連差動級的RE都沒有,如此一來,開環增益約在87dB以上,回授量高達60dB。如此大的回授量,莫怪需要補償來抑制振盪了。當然,這種降低回授量的方法,不只用於SF-106N中,其他型態的OCL電路,也可以如法泡製。

8.電晶體的選擇

  數千種的電晶體,如何選擇何用的呢?不管怎樣說,一個玩電的人,至少要擁有一本「電晶體特性手冊」才行。手冊上除了標示電晶體的h參數外,還有耐壓、增益頻帶積、Cob等等,以圖三十五為例,我們一項一項來討論。

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  VCE: 這是表示當基極開路時(IB=0),集極和射極所能承受的最高電壓,見圖四十一,最底下一條線代表IB=0,而且當集射電壓大於55V時,電晶體崩潰因此電流大增;第二條線是當IB=10uA時繪出。當VCE的電壓一直增加到快到50V時,電晶體就崩潰了。由此可知: IB愈大時,電晶體的耐壓愈低(正確的說應該是IC愈大耐壓愈低),在圖卅五中,電源電壓是40V,當輸出最大時,電晶體接近截流,此時IC0,因此RC、RE都沒有壓降(V=IR,I=0V=0),40V的電壓全部落在電晶體的C、E間,固可知至少必須選擇VCE在40V以上的電晶體。一般而言,考慮電晶體的特性參差不齊,應選擇大於20%的VCEO才安全,也就是圖卅五中的電晶體在特性表上的VCEO應大於48V才可以。

   在OCL擴大機中,由於使用了雙電源,當正負半波的其中一顆晶體接近截流時,另一顆晶體必然承受所有的電壓,顧VCBO應為正負電源總和以上才行。因此SF-106N中,從電壓放大起以後的電晶體(包括電壓級)耐壓都必須高於70x120%=84V才行!REE的電流幾乎不變,而REE上承受了一半的電源電壓,所以差動晶體只需高於電源電壓一半的VCEO就可以了。在106N中,35x120%=42V,因此採用MPS8099、MPS8599於106N中將可得到很好的效果,其VCEO為80V。

  ICmax: 表示電晶體所能承受的最大集極電流,千萬不能超額使用。

  PCmax: 表示電晶體能承受的最大消耗功率,與周圍溫度及散熱片的面積有關,雖然你在使用時,所加的電源並未超過VCEO,且電流也未超出ICmax,但晶體仍就可能因過熱而燒毀,這是VCExIC>PCmax的緣故。由於電晶體對溫度的效應,通常選擇PCmax必須大於實際工作時的消耗5倍以上。圖卅五中VCE=20V、IC=1mA,此時PC=20mW,所以應選擇PCmax>100mW的電晶體。但功率管的部分,其PCmax與溫度、散熱面積的關係大致如圖四十二,我們說2SD130的PCmax=25W是表示使用無窮大散熱片,且街和溫度在25oC以下時的值。當散熱面積愈小時,容許的集極損失也愈小,而在相同的散熱片下,溫度愈高,所容許的集極損失也愈小。

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  fr: 稱為截止頻率,也是此電晶體最高可能工作頻率,在此頻率下,電晶體的hfe降為1。我們不妨以「增益頻帶積」去理解它(Gain-Bondwidth product),也就是說:電晶體的增益乘工作頻率是一個定值,或是說共射放大器的電壓增益和頻寬的乘積是一定值。

    以2SC2705為例,其fr為200MHz,在106N中的增益72.7,所以頻率為200/72.7=2.75MHz。而差動級的MPS8099,fr=150MHz,增益5倍,故差動級的頻寬為150/5=30MHz。最後的推動級和功率級,其fr>90MHz,而射極隨耦器的增益為1,所以兩個級的頻寬皆在90MHz以上。從這兒也可看出:電壓級是頻寬最窄的一級,而降低本級增益和盡量採用fr大的電晶體,也是增加本級頻寬的關鍵。

  Cob: 這項參數愈來愈受到重視,它表示電晶體的基──集極之間的電容量,不但影響高頻響應,更影響SR,因為dv/dt=iC; dv/dt代表著單位時間內電壓的變化量,i是電容量,差動級的集極電流對電壓級的Cob充電,而電壓級的IC則對推動級充電,推動級的IC則對功率級充電,因此Cob愈低愈好,否則,就只好提高IC了。106N的差動級IC=1mA,2SC2705的Cob=2pF,所以這一級的SR=2IC/Cob=2mA/2pF=1000V/uS。

  在83期中,大略算出整個106N的SR=60V,據此由公式SR=2πF Vp就可以算出擴大機的功率頻寬,其中Vp是峯值電壓振幅,60W的擴大機其峯值輸出電壓是:60Wx8Ωx2=31V。所以功率頻寬是:F=SR/2πVp=(6x107)/2πVp=(6x107)/2πx31=308KHz。

  這是106N滿輸出時的功率頻寬,可以預知-3dB點在308KHz左右,而方波響應只要不高於308/20=15.4KHz,都會很漂亮。

  雖然從第3項fr參數中求得的頻寬,最窄也在2.7MHz以上,再加上負回授,以為頻寬會有增無減,其實真正影響功率頻寬的是SR。從這兒也能看出:功率愈高的擴大機,SR要愈高才行(因Vp愈大之故),因此要造就一台完美的高功率擴大機並非易事。

  至此相信您一定已經能劃出一步『御用』擴大機的線路了,不但能估計開環增益和回授量,也能算出功率頻寬,動手劃一劃吧!按一按電子計算機,造一台屬於自己理想的擴大機。

轉載音響技術第93期SEP. 1983 學習使用電晶體 電晶體的特性與參數/李孟育

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