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  我想,大部分的自己裝迷,在完成一個線路製作後,那份喜悅和滿足感並不會維持太久。初完成時可能會用一大堆非常情感化的形容詞來形容它,可惜的是這些優點的衰退通常都比零件的老化速度快上百倍。要不了多久若是看到哪家廠商公布了新的線路,又會怦然心動,先裝為快。如此做來不但勞民傷財,而且無法了解線路結構的精髓所在。人家說用TIP32B,他就不敢用TIP32C。還說是遵古法煉製,保留原汁風味。

  因此在本文中,我想以一個線路為架構,慢慢的添枝加葉,使它的特性更趨優異。而每次修改的線路皆是工作良好的線路,因此您可以從最基本的架構開始,每隔一段時間做一次改進,詳細的比較不同之處,徹底了解線路原理。如此作來,能以最低的代價獲得最多的心得。這就好比堆積木一樣,要一步一步來,唯有基礎穩才堆得高,因此將本線路戲稱為「積木式前級放大器」。

基本結構分析

  看到圖一後,是許多讀者一定會一眼就認出來那是HAFLER的DH-101嘛!沒有錯,就是它。以年代來看,這實在是老線路了,但是以線路結構來看,它仍舊相當吸引人,您看DH-101還是換湯不換藥,完全沿襲DH-101的設計精神。

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  我當初在決定基本架構時,曾遍訪名機,最後之所以選中DH-101,是因為它結構簡潔、可塑性高、效果良好(若有讀者看過Technics SU-V10的MC放大器,也會發現它採用了相似的結構)。

  這個線路的正負半邊完全對稱,採用兩級的共射級放大器,圖中R6決定了第一級的靜態電流,R3和R11決定第二級的靜態工作電流。詳細的分析請參閱音技第40期唐凌先生的「MC唱頭放大器及DH-101磁頭放大製作」。

  在此我想補充說明回授網路部份,包括圖一中的C3 C4 R7 R8 R9 R10 C5等幾個元件的功能。

  對於交流來說,可將C3 C4 C5看成短路,輸出端的信號經四個RIAA回授元件(C8 C9 R13 R14)後,由R8決定增益值,這是標準的電壓回授接法。

  對於直流來說,我們也將採用負回授的方式來控制中點直流電壓。對於直流,C5之阻抗可以看成相當大,遠大於R10,所以輸出點的直流可以接近百分之百負回授(增益只有1),而R7 R9就是直流回授路徑。因此R7和R9之選定要配合第一級之工作電流,阻值太大了發生不了作用(因為電晶體要靠電流推動,不向FET只靠電壓推動):但阻值太小了,和R8產生併聯效應會使曾亦不足。

  由以上之分析可以發現,每個回授元件都有它的特定功能,有些人對於電容有過敏症,避之唯恐不及,個人並不同意這種作法,我們應當了解各種材質電容之特性,適當地加以選用。

VERSION 1.0

1.線路設計:

  對於一個線路的修改,可以有各種不同的程度。最簡單的方法是更換零件的材質,例如將電阻換成金屬皮膜電阻、電容改用音響級電容(如最近流行的WIMA電容),電晶體改用高截止頻率、低雜音、線性良好的新品種。這種作法或許會使音質有所改變(不一定是改善),但所花的代價非常大。因此對於DH-101的改良,不採取這種做法,而將要從線路的架構上動手。

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  在一個線路中,電晶體的特性對於線路的表現,有相當大的影響,如大家所知道的,一個電晶體再怎樣做都沒有辦法達到理想的特性(頻寬無限大、無噪音、放大率絕對線性),圖二是一個典型雙極電晶體的輸入輸出曲線。它並非一條直線,而近似指數曲線。再看圖三,這是電晶體的輸出特性。

 

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在同樣的基極電流下,隨著CE極電壓差的增加,IC也跟著增加。這都是電晶體的非線性現象,這些問題如何解決呢?

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  PIONEER曾經發表了一個線路,稱為"SUPER LINEAR CIRCUIT",用來解決VBE和IC之間的非線性現象。圖四是它的方塊簡圖:

   AV=Vo/Vi=Vo/(VBE2+VRE-VBE1)...............(1)

    其中Vo=ic2●RL,VRE=ic2●RE,所以(1)式變成:AV=ic2RL/(VBE2-VBE1+ic2RE)................(2)

   因為I1和I2是電流鏡,理想上 I1=I2 假如Q1和Q2的特性又完全一致,則可以得到VBE2=VBE1。所以(2)式又可變為:

   AV=ic2RL/ic2RE=RL/RE...........................(3)

    這樣使得輸入和輸出間成為線性關係。但是大家會注意到這樣的結果是基於兩項假設;一是電流鏡沒有誤差,二是Q1和Q2的特性一致。對於實際製作恐怕有困難,所以不採用這種結構。還有比較簡單可行的方法嗎?有的,那就是串聯放大器(Cascode Configuration)。

  在音技第44期和第46期中已有過詳細的解說,各位讀者若不熟悉它的原理可以把雜誌找出來,溫故知新一番。在最近的放大器中,常常可以看到串疊放大器使用在輸入的差動放大器上,而推動級和輸出級較少看到採用,主要原因是採用了串疊放大器架構後,會降低輸出最大擺幅,一般為求電源使用效率儘量高,不願做這樣的犧牲,但在前級放大器中,電源通常都有±12V,而最大輸出擺幅通常都在2V以下,所以這不會造成損失。因此第一步改善就是到輸出級改成串疊架構。請看圖五,這個架構只是多加了二個電晶體、二個然納二極體、一個電阻、一個電容,就成了最簡單的串疊放大器。

  然納電壓若選高了則Q3 Q4的固定壓降亦高,降低了輸出端最大擺幅,選低了又影響電晶體工作點,因此折衷取3V。其次決定然納的偏壓電流;此電流值會影響然納的溫度係數和動態阻抗,真要計算的話相當繁複,但一般多取在5~10mA之間即可。若設為5mA,因為R1和R2上的壓降約各為1.5V,所以R=(30V-3x2-1.5Vx2)/(5x10-3)4.2K,可以取3.9K。因為然納二極體多流了5mA左右的電流,所以整個線路的靜態電流要重新設計,不過這留在稍後再談,先再檢討一下串疊架構。

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  圖五的架構有幾個缺點:一是然納二極體有噪音,一是在動態下通過然納的電流並不恆定,因此然納電壓也不能保持恆壓,使得VCE仍會變動,怎麼改進呢?請看圖六,以四個二極體取代然納二極體,以一個FET當做恆流源,使得串疊放大器的效果更好。四個二極體串在一起有2.8V左右,FET可選用Idss=3mA左右的,或是選用恆流二極體亦可(但售價較高)。

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  完整的線路請看圖七,為了進一步降低噪音,所以第一級的晶體採用二個併聯的方式。首先來計算圖中各個被動元件的阻值。R2和C1是當作唱頭的負載阻抗,各位可依照自己所使用的唱頭,換上適當的阻值。R1和C1恰構成一階的低通濾波器,避免射頻雜訊進入放大器,截止頻率選得相當高,無損音樂訊號。Q1和Q2的工作電流選在500uA左右,Vcc選±13V,R3、4=(13-0.65)÷(500uAx2)=12.35K,取12KΩ,在R1、2上的壓降取2V左右,Q3A和Q4A的hfe設為150,IQ3A的射極電流取5mA,所以2[(500uAx2)-5mA/150]=2.07K,取大一點,2.2K。現在再計算回去;VR1=2.2Kx(500uAx2-5mA/150)=2.13V,VR7÷2.13-0.7=1.43V,而通過R7的電流除了Q3的5mA外,還有Q5的3mA,所以R7=1.43÷8mA=178,取180Ω。這三組電阻決定了靜態工作電流。R9 R10和R11是直流回授,阻值不變,調整R10可改變輸出點的直流電壓。RIAA網路亦不變,R11是第二級的交流負載,仍用2.2K。所有的晶體我採用C1775A和A872A,FET用2N5458。

  在試作過程中,由於線路並不複雜,只要零件不弄錯了,完成本線路應沒甚麼問題,不過在第一次焊上零件時,見益Q1B和Q2B先不要焊上,線路板完成後先試聽一下,尤其注意噪音,然後再焊上Q1B和Q2B,看看雜音是否降低?接著在C2 C3 C4和C5各併上一個0.1uF/50V的塑料電容,有示波器的讀者更可在正負電源的輸入端各接一個0.47uF的塑料電容到地,並觀察電源的高頻雜訊是否降低(尤其是當電源穩壓線路和放大器距離較遠時)。這些小措施,對於線路都有小幫助,但可能聽不出來的。

  至於電源部份如何獲得±13V,也是有點學問的,理論上供給一個放大器的電流,應該是恆壓、反應速度快、低噪音的。讓我們先來看看考究的電源是怎樣設計的,日本某音響廠商曾公布一種稱為"Pure current servo"的線路,請看圖八,線路中提供放大器輸出級的電流IL,假若讓IL+ICOM=ISUP=const.,也就是利用圖中的電流變化檢出器控制ICOM,使ISUP為一定值。因為ISUP為定值,所以電流供應線路的輸出阻抗不會影響±Vcc的穩定性,只要普通的穩壓線路就能得到良好的效果。

  不過大家只要仔細推敲一下,不難發現,PCS式的電源在設計精神上近似最近流行的併聯式穩壓線路,PCS式的電源輸入端是穩壓源,而控制線路控制輸出電流恆定。併聯式穩壓線路輸入端是恆流源,控制線路控制輸出電壓為恆定,有異曲同工之妙。

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  併聯式穩壓的好處使用過的讀者一定會同意,光從示波器上看Ripple和noise就很舒服了。不過目前常用的線路仍可再稍加改進,建議採用的線路如圖九(A),在併聯穩壓之前再加一個三端子穩壓器,使恆流源的工作更完美。假若您手邊有多的7805,也可用如圖九(B)的線路代替7818和7918。只是兩個by pass電容千萬要記得加(最好請您用示波器親自體驗一下加與不加之差別)。關於此線路的原理和製作方法,很抱歉,還是請參考音技第74期(您千萬不要罵我,看一篇文章要找一堆書參考,我只是認為這也是一種很好的學習方式)。

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  VERSION 1.0到此告一段落,接下去的主題是設計一個十倍放大器。

VERSION 2.0

  十倍放大器是一個相當好玩的線路,因為我們可以用一顆NE5534N和幾顆電阻就做好,但也有的線路用了不下拾數顆晶體,在加上一大把電阻、電容,也是十倍放大器,頗值玩味。

  而在本設計中,我打算採用和VERSION 1.0 RIAA放大器相同的結構,這樣只要洗一種線路板就夠了。這兩種放大器最大的差別當然在回授網路,其次因為工作的訊號水平不同,因此靜態工作點之選定也不相同。

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圖十是完整的線路圖,第一級只用了兩個晶體,因為在這一級,訊號水平已遠大於晶體噪聲。第一級工作電流仍取1mA,第二級取7mA,FET仍選IDSS為3mA的,所以R3、4仍取12KΩ,R1、2的靜態壓降設小一點,設為1.6V,R1、2=1.6÷[(500uAx2)-7mA/150]1.67K,取1.68K。計算回去,VR1、2=1.68Kx(1mA-8mA/150)=1.59V,所以R5、6=(1.6-0.7)÷(7mA+3mA)=90,取91Ω。回授部分相當簡單,仍分為兩部分,對交流而言,C5可看成短路,所以輸出電壓經R14、R16分壓後送回第一級,不過因為是送回射極,有直流電位差,所以要加上C3和C4隔絕直流,放大率等於(R14+R16)÷R16=(18.2K+2K)÷2K=10.1,C8是用來防止高頻振盪的,裝機時可先空著,等測試時若有振盪再加上適當的電容值。一般說來,此電容值應該小於5P,在我試裝的線路板,經過方波測試(測試時C1暫時不焊),只發現上昇緣略為overshooting,所以用兩根長約2cm的細線對繞,代替電容加上去,就可以了。電容加大了雖然保險,但會損失高頻響應。R12是第二級的交流負載,限制了第二級的開路增益。因為在TIM的理論中認為各級的開路增益過大時,也容易產生TIM失真。此外R12也是直流回授的路徑,經由R9 R10和R11負回授,這種回授方式的靈敏度不很夠,也容易因溫度改變而產生漂移,因此R10雖可調,但並不適合做DC放大器,我也試過將回授部分用Super servo取代,但覺得如此的修改對音樂性的好處並不大,但如果您真的非DC放大器不裝的話,也可以試試看。在本線路中調整R10時不要調得輸出點恰為零,因為C6若用鉭質電容。由於它是有極性的,最好使輸出略為證(大約10~20mV),以免爾後偏移變成負的。到此,每個元件都交代過了,應該沒有問題了吧!不過,這個結構仍可已再改進的。請您聽我說。

VERSION 3.0

  在VERSION 1.0中,我們只在第二級加上了串疊放大器結構,為什麼第一級不也加呢?這是有原因的,因為串疊放大器在電壓擺幅較大時才容易顯出好處,而唱頭的輸出通常在2~5mV之間,所以只加併一顆晶體降低雜音,未設計串疊架構。然而在十倍放大器中就有此需要了,不過一般型式的串疊架構都需要恆壓源或恆壓流來產生固定電壓,對於本線路來說,這種做法過於複雜,有比較簡單的方法,請看圖十一,

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這種接法很少見吧!常見的事下面用FET上面用晶體,在這裡我們卻倒過來用,工作原理是這樣的:因為FET的電流和源極到閘極間的電壓差成反比,也就是電壓差越大電流越小。假如我們讓一電流通過Q1A,因為FET和Q1A串聯,所以電流量就等於Q1A流過的電流,對於這個電流量有一對應VGS,由於FET的G和S就和Q1A的C、E接在一起,所以VCE=VSG。由於電晶體和FET的合成特性,使線路表現很好。只要在圖十的虛線部分加上FET就成了VERSION 3.0。

測  試

  一個線路的好壞,應該要經過儀器的嚴密測試,才能經改良,達到完美的境界。很遺憾,臂人在音響方面是純業餘的,手邊沒有正規的儀器可用,拼拼湊湊的弄到一點儀器做了些簡單的測試,很希望擁有專業設備的讀者有興趣做一正規測試,進而指正本謬誤之處,則幸甚。

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  以上就是我所做的測試,很重要的THD因設備不夠不能測,很抱歉。

結  語

  因為設備不足,所以在試製線路時是用手繪線路板,沒有現成貼好的線路板。假如大家認為值得一試的話,可能要麻煩主編代為安排了。

  最後建議大家在試製時,從原線路試起,接著試VERSION 1.0,再來試十倍放大器(第二級不加串疊),用來試VERSION 2.0,接著VERSION 3.0。如果興猶未盡的話,最好自己設定靜態電流,看是否造音可以更低、速度更快。

  最後希望本線路能讓您玩賞很長一段時間,直到電晶體老得不能動為止。

轉載音響技術第93期SEP. 1983 新PRO追擊序列之五/DH-101積木式前級/洪乃權

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