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  隨著科技的日行千里,音響系統中的各個組成單元,幾乎都已臻登峰造極的境界;然有趣的事情發生了,在音響世界裡,一台最好的前級,配上一台最好的後級,再去推動一對價值數拾萬的喇叭,其聲音是否必能清晰、明亮,而達所謂的原音重現?依照數學理論,一加一必等於二,但實際聆聽似乎又有點不是那麼一回事,這到底應該是怎麼一回事呢?!

  經過音響工程師不斷地追求答案,音響系統間相位的一貫性(Phase Coherency),逐漸或為眾所注目的熱門主題。何謂相位一貫性?其意義為:凡輸出訊號與輸入訊號具有相同之相位關係者謂之。這個定義看似簡單,其實不然,理由為何?很簡單,因所有音頻成分皆會對訊號產生某種程度的相位失真──就連空氣也會使訊號對時間上的準線(alignment)產生改變。

  在音響連鎖(Audio chain)系統中,喇叭與其分頻交越網路,通常是產生相移的最大主謀。相移對音響有何影響?它會使裝置的原有特性產生惡化,降低影像位置的感知性,並會使清澈的音源變為模糊,而讓您以為正在唱歌的歌手族有10呎寬!

  追溯歷史,音響訊號的相位保全(phase integrity)問題,總是乏人問津,大部分的心力腦力,都是集中在振幅失真、諧波失真等與瞬間互調失真問題的探討上。然當這些問題逐項被解決後,相移失真問題的重要性表露無遺,而由這種失真所導致的其他併發症,亦是目前被廣泛討論的熱門焦點。其他如絕對相位的感知度、相移與頻率的關係,相移速率的影響等等,皆為人人所關心的主題。另外由於人耳對相位具有相當程度的敏感,利用相位,我們可輕易的決定出訊號的方向性。凡此種種,再再都顯示出,若能對相位問題投以較大的心力,則收穫是:必得更佳的音響效果。基於上述理由,我們來討論一下具有最小相位失真的分頻交越網路之設計。

何以使用分頻網路

  分頻網路之所以存在,其主要是用來克服各型喇叭之無法涵蓋全部的音頻範圍。若將一只號角型喇叭當成音響負載(Acoustic Load)的質量控制活塞(Mass controlled piston)看待,則典型號角喇叭頻率響應的最平滑處,是由兩個相反效應的因素互相抵消而來──衝程(其隨頻率的平方減少)乘以音響負載的阻抗(其與頻率的平方成正比)。

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圖一將此種關係顯示在正比了的對數刻度上,由圖可知,此二函數互相抵消,故而在兩個轉折點(roll-off point)間,產生了最平滑的音響輸出。而在較高的頻率處(即音響波長(Acoustic wavelength)小於喇叭周邊者),因音響負載為一定值的直線,而喇叭衝程又隨頻率平方成反比,故而此二因素之乘積,隨著每八度音階呈12dB下降(12dB/octave)。同理,於驅動器低頻共振點處,衝程變為主因素,故另一轉折點亦出現12dB/octave的曲線。

  一般而言,號角喇叭驅動器僅在10比1的頻率範圍內,方可理想工作,若超出此一範圍;則喇叭驅動器極可能產生嚴重失真;故若考慮從20Hz至20KHz的音頻範圍,則我們可能需要三個不同的驅動器──依照10比1的Factor,則三個範圍可設定在20Hz至200Hz(此亦即低音),200Hz至2000Hz給中音,及2000Hz至20KHz給高音。在此情況下,倘若我們將全頻率訊號一起送給這三個並聯起來的喇叭(即不加分頻網路),則當可立即發現,每只喇叭僅能在其有效的音頻範圍內發聲,而超出其範圍者,喇叭將無法重現訊號;如若強制喇叭長期工作在其有效音頻範圍之外,則將會產生嚴重的失真,甚至可能永久損害喇叭,行文至此,分頻網路的必要性顯然可知。

方波可顯示相位的改變

  方波之所以為最有用的測試訊號其主要的理由為: 其波形對任何振幅或相位上的變異極端敏感;說得白話一點: 方波具有許許多多的諧波,當其振幅或相位改變時,原來方方正正的方形波將會有所變形。是故一個完美而高度傳真的音響系統,理應能通過方波測試。話雖如此,但不幸的是,雖然音響連鎖系統中,絕大部分的裝置皆能通過方波測試(倘若設計精確,還可完美的通過測試),喇叭卻是一道最巨大的絆腳石,老實說,時至今日,筆者仍未曾見過哪一型喇叭,能順利通過一般方波的各類測試。

  試著對一喇叭系統加入方波,利用示波器觀察其所產生出來的波形。結果為何?除原來週期外,幾乎很少有相類似之處,這是否意味著相移失真由喇叭系統而來?

  別急,除喇叭驅動器外,空間及麥克風亦會惡化波形,倘若我們將這些失真的來源消除殆盡,我們能得到什麼結論呢?結論是: 交越分頻網路嚴重地產生相移失真。

分頻網路改變相位

  所有的濾波器,無論是主動式或被動式的,皆會改變相位。不管如何,某種型態的濾波器,當其低通與高通濾波器的輸出被混合在一起時,則原來的振幅與相位關係,將會非常精確地重現於輸出處。此種交越濾波器,吾人名之為相位一貫者,其特性是:它們的高、低通輸出為相位互補式。

  為了評估每對(即低通與高通濾波器架構相同,R.C對調者)濾波器的連貫性,我們測量了所有輸出的電氣和(electrical sum),然後以數學式相加,再檢視結果的振幅與相位失真度。對於某些濾波器,筆者發現將其高通或低通輸出反相,將可導致更為準確的振幅或相位頻率響應;另外,筆者也檢視了這些濾波器的可能實現性。

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  圖二顯示了一般合理型態分頻網路於此種測試下的試驗結果。這些特定的網路,是被設計於雙AMP下適用情形的,是故它們具備有低的訊源阻抗,高的負載阻抗。注意其間有些狀況是利用相位反相緩衝器來將輸出反相的這種情形,(當然亦可利用將喇叭端子的極性反接而得)。至於圖三的接法,則是設計接於功率AMP之後而非前級之後的。阻值呢?學學一般書本的老套: 留給讀者做練習用吧!
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簡潔而有效

  若驅動器擁有慎寬廣的頻寬,且亦可容忍低的轉折速率(roll-off rate)的應用時,則每八度音階產生6dB下降的分頻網路京能提供甚佳的結果,尤其是使用於planar式的驅動器情況,諸如electrostatic system(靜電式系統)及Magnepans。

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圖四的架構,筆者曾運用於Tympani 1D's 及MG 2A's的系統,其結果令人相當滿意,其可算是一簡單、廉價的趨近辦法。另外對於較新的喇叭系統 SMG's,筆者尚未有機會試驗之,但筆者相信,圖四的架構當可勝任。又,若利用電容電感,其提供10KΩ(或者更高點)左右的平坦輸入阻抗。

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  若有讀者希望不用電感,或者其前級能推動5KΩ的負載者,苦採用如圖五的接法,此接法與圖四效果相當,惟增益的損失稍大。圖六的接法則使用主動式OP-AMP接法,其主動式阻抗緩衝器提供了相當高的輸入阻抗與非常低的輸出阻抗,且亦不會有增益上的損失。至於緩衝器的選用,可使用IC緩衝器(諸如LM302或LM310等)OP-AMP,或單裝置的共射極、共源極或共陰極電壓隨耦器皆可,適用範圍極廣。另圖四至圖六的架構,皆通過前文的方波測試,且提供6dB/octave的斜率。at-007.jpg

利用 SUNNING 可得平坦響應

  圖七的架構,採用了較為有趣的技巧。一個主動網路,置於其濾波器的輸入與輸出之間;利用其差異,可重新組合出互補相位的輸出。這項結果保證了此二輸出訊號之和,將可得到完美的振幅與相位平坦。如為了讓這架構發揮更大的效率,濾波器於其通過頻帶下應具備單一增益;如不考慮此項因素,則它種型態之濾波器亦可適用。

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  圖八採用較高階的濾波器,注意其頻率響應產生一個波峯。此種濾波器斜率較陡,惟波峯的產生是其一缺點。若欲消除波峯可採用圖九之架構,惟其又比圖二之特色較不平坦。
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  圖十顯示當採用低通濾波器時,波風將出現於另一曲線。對於大於6dB/octave斜率的濾波器,非常不幸。筆者並不知應用什麼方法方可得到互補相位的輸出,至於應選用低通型或高通型者,則必須依賴驅動器的資料而是。一般而言通,常高音被選用較陡斜率之濾波器,理由是它較需要保護以防訊號超出其有效音頻範圍。
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  對於此種濾波器,差異放大器的阻抗必須遠大過濾波器的輸出阻抗。圖十一顯示了當相差五倍時的結果,此結果並非令人相當滿意,惟於實用上為了避免因使用過多MΩ級的電阻而引進雜訊,即因使用MΩ級的電阻致使OP-AMP的偏壓電流產生可觀壓降(output offset),仍以此種結果為可接受。

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圖十二則提供此問題的簡易解法:將濾波器的輸出再加一級緩衝器,此措施提供一趨近零的輸出阻抗,故可完全解除上述癥結。

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整體系統之響應

  討論至此,我們著重的觀點僅止於分頻網路的振幅與相位特性,並指出如何即可輕易地達到相位一貫的結論。然而當分頻網路與喇叭單體結合後相位與振幅的失真仍然存在。利用電腦模型分析二個不同高音與二個不同低音的曲線圖如圖十三所示,其實際的音響輸出即是分頻網路與驅動器特性的總和。筆者亦曾利用電腦模型再試過多種組合,然不幸的是,在所有情況,相移及振幅皆有嚴重的失真(參考圖十四)。

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  此項結論是否意味著相位連貫性其實並無啥重要性?非也,前述例子中就有運用完美的例子,尤其是在planar驅動器方面。注意此種驅動器之動作原理與我們以前討論的活塞模型不盡相同,其並無我們所預期的振幅異常現象。不管如何,濾波器相位的連貫,並不一定保證系統相位亦連貫,事故筆者建議,必須小心的分析系統,以作為選擇分頻網路的依據。換言之,分頻網路的設計,必須能補償驅動器的特性,以使最後整個系統的輸出能達到平坦的輸出能達到平坦的輸出的結果。(取材自Speaker Builder 2/82, 原作者為著名的 Nelson PASS 先生)

轉載音響技術第89期MAY. 1983 有關分頻網路之相位移/黃基宏 譯 (取材自Speaker Builder 2/82, 原作者為著名的 Nelson PASS 先生)

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