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  A-25狂熱未退,卻見音技又是電子分音、又是3D是音響系統的,心中委實羨慕得緊。仔細推敲箇中細節,老衲以為,以一部放大器去推動一組喇叭系統,實在不是一件高明的作法。因就一般分音器內部零件而言,大體上僅是一些LC網路而已,C也許好找,L若要找高品質者,以業餘製作者而言,實非容易解決;縱使找到了,LC皆為頻率的變數(別忘了,喇叭亦是頻率的變數!),誰敢保證分頻網路的高低頻率響應絕對平直?又有誰敢保證分頻點附近的頻率響應不會重疊??況且高、低音喇叭單體的效率亦不見得相等,若以一部放大器同時去推兩個效率不等的高、低音喇叭,這豈非故意讓高音大於低音,或讓低音掩過高音?!

  既是有心試試分音系統的威力,至少就得再準備一部後級;到處尋尋覓覓,找到了一份AB類180瓦的高速直流放大器線路,就以它為藍本,先試著剖析線路常數,若能確實掌握動作原理,也許將其改成80~120瓦的SF-108,讓眾家兄弟亦能好好品嚐細嚼一番。

AB類直流放大器

  前言曾提及,本機屬於AB類直流放大器。直流放大器的定義及特色,老衲於A-25線路分析中,曾大致討論、分析過,就此略過。AB類呢?不巧,上回老衲僅分析了A類及B類,單單遺漏了AB類,我想,在剖析本機線路前,還是從基本觀念先建立起──探討AB類放大器的特色吧!

  AB類放大器,顧名思義,乃介於A類與B類之間者。究其根本,乃因一般的A類放大器效率過低,且單位功率輸出的損耗相當鉅大,故常安排多對晶體併連使用,以期增加功率晶體的安全係數;另在散熱裝置的處理方面,為了解決A類專有「熱」的問題,亦常加通風設備,以確保強制冷卻的效果,是故在造價與耗電方面,顯然十分不經濟;B類放大器則效率高,但交叉失真(Crossover distortion)較大,尤其不幸的是,當在小訊號聆聽時,交叉失真的情況更加嚴重!由是不知哪位仁兄率先使用AB類,如是,在小訊號輸出時,放大器成A類工作輸出,聆聽者可享受A類醇厚豐滿的風味;大功率輸出時,放大器改變成B類放大工作,此時,B類放大所固有的交叉失真問題,將因功率增大而顯得很小,是故,兼具A類與B類兩者之長。

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  說的比唱的好聽,實際動作原理到底又是如何?請參考圖一的圖示說明。至於負載線的求法,上回老衲曾詳加分析,此處大概不用贅言,眾家兄弟不妨當它是茶餘飯後的考題如何?!

高速放大器

  本機的另一特色,採用高速化設計。謀求放大器高速化的理由安在?茲以下面兩項觀點考慮:

  ※提高波形的再生性

  ※減輕TIM失真

  先討論第一個問題,試以一個週期方波來考慮:

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用傅氏級數(Fourier series)展開可得

  y=-4/π(sinx+1/3sin3x+1/5sin5x+1/7sin7x+1/9sin9x+......)此式表示,方波即是與它同一頻率的正弦波及奇次高諧波的總和。注意:式中表示,若高諧波的次數愈高,則振幅愈小;故若放大器無法對高諧波做完全再生時,則至少應能再生至基本波的一位數以上頻率。

  又,此傅氏展開式暗示了另一涵意;即人耳可聞的頻率範圍雖僅止於20KHz,若欲滿足至20KHz的所有波形皆能圓滿再生,假設取傅氏展開式的前五項,則放大器必須能再生9x20KHz=180KHz的頻率;高速放大器的必要性,昭然可示!

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  其次考慮第二個問題。TIM失真老衲於A-25線路分析中,亦曾約略涉及,此處擬以另一角度解析之。參考圖三,假設輸入訊號為(a)之方波,若放大器之反應速度不夠快,則其輸出為(b),(b)之波形經回授網路後取出部分訊號,假設為(c),此訊號再與輸入訊號(a)相加,得合成訊號(d)。現在問題來了,如果放大器對(d)之差訊號的峰值部分無法即時處理,則其內部於放大階段時將產生崩潰現象,結果得到(e)。此種波形乍看之下相當正常,但是波形在放大中途發生崩潰而又有訊號加入的情況下,理論上將會產生混頻調變失真,結果呢?音質惡化,標標準準的TIM失真!

串疊式輸入級

  本機特性上的探討,就此告一段落,接著「磨刀霍霍」向電路架構。

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  原機線路圖如圖四:Q1 Q2為FET,構成本機共源級的差動輸入。Q1 Q2之上各有一枚共基級組態的電晶體,其與Q1 Q2構成所謂的串疊式(Cascode)組態;說得更明白一點,Q1與Q2可看成一枚串疊式組態的晶體,Q3與Q4則是另一枚串疊式組態晶體,此二枚串疊式晶體才是真正構成本機的串疊式差動輸入晶體。

  採用串疊式組態有何益處?為何要用串疊式組態?這倒是相當耐人尋味的問題,以下稍事剖析吧!

  眾所知之,幾乎所有放大器的驅動級部分,皆被設計於A類工作。此項措施所為無它,只在保證晶體能工作在特性曲線中非線性失真最不嚴重的區域。但不幸的是,A類操作雖可減少因電流變動而產生的非線性失真,其卻無力減少由電壓變動所導致的非線性失真;解決之道──採用串疊式操作,請參考圖五

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  由圖五知,共基極組態的Q3,其基極電壓被釘住在固定的某值,故Q1射極電壓亦被釘死,是故線路中的電壓變動,顯然將與Q1 floating掉,結果其晶體特性曲線,必比Q1的共源級組態更為平直。此外,因集極──基極間的電壓固定,其接面電容的充電必最少,故其內部延遲電容的影響亦必最小,結論:高頻響應好!

  至於串疊式組態的其他特性,本刊在以前的專文中曾有詳細報導,有興趣的讀者,不妨回頭去溫故知新,相信必能愈看愈有概念!

電流鏡電路

  對差動放大器而言,為了提高共模拒斥比(Common mode rejection ratio),其RE值通常是愈高愈好,故採用恆流源代替RE的線路,比比皆是。本機亦使用恆流源但其接法則相當高明;其採用了超高穩定的電流鏡接法。

  電流鏡(Current mirror)線路,顧名思義,必有二個如照鏡子般對稱的電流;是否如此?請參考圖六:

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非完全推挽式電路

  原設計者何以採用如此設計,老衲愚昧,百思不得其解,試以圖七來剖析。

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  於圖七中,為把Q3做成推挽作用,於電路下方接上一枚晶體Q4,設±Vcc=±40V,依圖七所示,若Q3之基極電壓等於+38V,則Q4基極電壓應等於-38V;有趣的事情發生了,若R1=R2,I1=I2,則理論上Q2集極上的電壓應等於Q1集極上的電壓等於+38V。兄弟們,您覺得可以將此二點連接起來嗎??

  合理的接法,老衲以為應如Pro-217所用之接法,請參考圖八(蘇桑註:此處指的是Pro-217文章之圖,本文未附圖八),其Q5 Q6即是前文所述的電流鏡電路。電流鏡電路應是放大器DC化後最常使用的電路,其電路動作方法,是把差動放大器的集極電流強制於同一大小的電路工作。由於DC放大器於DC中會降低NF 20至30dB的大小,此將造成後級電路中點穩定度的下降;藉著電流鏡電路,將可使電路穩定度恢復至原先的穩定狀況。至於本機Q3/Q4、Q7/Q8的集極為何不用電流鏡以達推挽作用,反而於Q5/Q6的恆流源中採用電流鏡電路,也許原設計者有另一套高明的說法,唯老衲駑鈍,就此打住。

決定電路常數

  參考原機線路(見圖四),其輸出級採用了四對晶體併聯,因靜態電流被設定為1.25A,故每枚功率晶體之Ic=1.25A/4=0.3125A,是故Q11 Q12射極間的電壓應等於(0.65V+0.3125Ax0.47Ω)x2=1.5938V。

  考慮偏壓晶體Q10,因VCE(Q10)=VBE(Q10)x(390+820+VR4)/(390+VR4),將VR4以0Ω及500Ω代入,則VCE(Q10)可調範圍為1.25伏至2.02伏之間,顯然推算無誤。

  Q9之偏壓網路與Q10之偏壓網路完全相同,故可控制之範圍亦應在1.25伏至2.02伏之間。若將D1 D2此二枚二極體亦計算在內,則Q11 Q12基極間的電壓應在2.55伏至3.32伏之間。

  推算至此,無法繼續往前推,改由前面往後算起,因之接法猶如一枚二極體,顧Q5 Ic(Q5)等於(70V-0.65V)/(15K+20K)=1.98mA,又因Q5 Q6形成電流鏡,故Ic(Q6)=Ic(Q5)=1.98mA;假設Q1/Q2平分此電流,則Ic(Q1)=Ic(Q2)=1.98mA/2=0.99mA,故跨於4.7K電阻上的壓降應該等於0.99mAx4.7K=4.66伏。4.66伏加到Q7/Q8的射極電阻上,則Q7/Q8的總電流應有(4.66V-0.65V)/(220Ω+R2),將VR2 0Ω及50Ω代入,可求出Q7/Q8的總電流為17.8mA至18.2mA。

  全機初步預估值,就此告一段落,至於詳細線路剖析,就請眾家兄弟自行解決吧!

穩壓線路

  本機亦採驅動級與功率級分別穩壓之法,原機號稱高速穩壓,唯老衲看不出其與傳統串聯式穩壓有何不同之處。不過原機以晶體拼成OP-AMP的誤差放大部分,速度想必有所改善;另穩壓輸出電容,其容量與品質亦嚴加考究,此亦將加快瞬態反應,也許真是高速也說不定,若真是如此,以後電路中各Component的選擇,倒是有必要詳加考慮了!

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  驅動級的穩壓線路請參考圖九,功率級部分者,則繪於圖十,由於無什特殊之處,我們看看別的吧!

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保護電路

  此處設計相當突出,堪稱佳作,值得學習。

  保護線路如圖十一所示,動作原理,闡述如下。

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  當放大器輸出端往正或負偏移超過0.65伏時,則保護電路的Q2或Q3被turn-on;此時反及閘(NAND gate)2的B點電位將被拉至邏輯「0」電位。參考反及閘的真值表(Truth table)(見圖十二),當任一輸入為「0」時,其輸出端電位「1」,故C點電位為「1」。
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  現在,高桿的地方出現了,參考圖十三:因D點電位為「0」,故點電位為「1」;因點極為NPN晶體Q12(+)的基極,故Q12 ON;又因Q12(+)實為功率級穩壓線路的current-limit sense晶體,故Q12(+) ON將導致穩壓線路OFF功率級穩壓線路的正電源切斷!

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  又,在D點為「0」的同時,保護電路Q1的基極亦為「0」。因Q1的射極經一二極體與Q12(-)之基極相接,故Q1射極電位實際上應與點電位相等為0伏,故Q1基─射極電壓為0伏OFF。Q1 OFF的結果,造成功率級穩壓部分的Q12 ON,結論是功率級穩壓線路的負電源亦切斷!

  高!此保護電路於放大器本身異常動作時,並非如一般之保護電路僅保護喇叭,而是切斷功率級部分的電源,如此,不僅保護了喇叭,同時,亦保護了功率晶體。另,線路上的反及閘1與反及閘2構成了所謂的debounce線路,當故障發生後,保護電路永遠切斷功率級電源,俟線路修好,按下保護電路的Reset鍵後,保護電路才會再接通電源;否則永遠切斷電源,直到線路無誤!

  這真是一個好的設計,且又沒有繼電器,不怕音質有惡化之虞;唯無法檢知高、低頻振盪,這恐怕是其唯一的缺陷了!!

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  [結語]本機系統相當繁複,雖不若A-25明快、簡潔,卻也有甚多可取之處;寄望此次的分析,能帶來下次實作的保證。

轉載音響技術第88期APR. 1983 AB類180W後級電路分析/蕭文權

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