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  提起Amcron之名,音響圈內之同好大概沒有不知道的。Amcron憑藉其獨特創新的設計與堅固耐用的產品品質,在音響圈中樹立了崇高的地位,足可以與McIntosh、Audio Reserach等名廠分庭抗禮而不遜色。每一件Amcron之產品,幾乎都是口碑之作,都具有專業用途(耐用堅固)與一般用途(特性優異)之雙重水準。在Amcron之各種產品中,最負盛名的,當屬早期以IC輸入為主體、全段直接交連、每邊150W之大輸出(至少當時不算小了)功率放大器:DC-300A。

  在DC-300A之前,還有一部DC-300。除了兩者輸出相同、都是DC結構外觀設計有某種程度之相似之外,很難說明DC-300與DC-300A還具有什麼「血緣」關係。DC-300A不但不是由DC-300改良而來,它至少還包含了兩項違反當時潮流之設計:其一是輸入端採用IC,而當時音響界卻看不起IC(這也難怪,當時技術品質確是沒有今日的好);其二是輸出端採用鍺質功率晶體,這種因優異的矽質晶體的出現而遭到淘汰的東西,居然被用來裝置在DC-300A上,不說這種晶體好壞如何,即便這一招只是噱頭(反潮流,讓你仿不了的噱頭),也足夠叫人翹起拇指來喊一聲:有種。

  我想念DC-300A已不是三天兩日了,卻一直僅止於夢想(作白日夢,因買不起借不到)。直到去年夏天,當我決定規劃PC板,為讀者在自製方面提供部分服務以後,DC-300A之製作念頭才開始具體起來。我不知道,先前已有那些同好曾經試製或分析過DC-300A,我記得在分析過程中,因為有一些存疑,而令我猶豫不決,一直到後來,才從一本過期雜誌中,知道一位康洋先生(大眾電子)也曾仿過DC-300A,並且仿得不錯(只可惜過時太久了,我沒接觸到他)。康先生的分析,使我一些仍在存疑的念頭獲得相當程度的肯定,本文的寫成,得力於他之處不少,在此向他致謝。在以下之敘述中,我參考了許多他的觀點寫成,假如仍有不妥,那是因為我消化不良所致,歡迎讀者來信指正。

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  DC-300A之全線路如圖一,乍見之下,還真有點複雜,但只要再多看兩眼,卻也可以尋初一些脈絡。事實上,真要比複雜或怪異,DC-300A還不如DC-300。言歸正傳,為了讓你更容易瞧清楚DC-300A之來龍去脈,我們把圖一簡化成圖二的樣子。其中IC及Q1至Q5都保持和圖一中各相關晶體之結構一樣的位置。Q6與Q7代表圖一中,整個電流放大之12枚晶體,所以只簡化到Q6與Q7的理由,是因為DC-300A之這部分結構與其他廠家同級產品相比較時,除了以鍺晶體為功率輸出特別突出以外,並無任何不同點。圖二中也沒有畫出電子保護線路,不論複雜簡單,在正常情況下,是可有可無的東西。

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  在對圖一做進一步分析之時,我們先以圖二來說明各晶體在環路結構中所擔任之角色。IC1在輸入端,擔任放大及阻抗匹配,輸出直接交連到Q1,Q1具有與IC1類似的工作特性,仍然也要擔任放大,它的輸出(C極)再交連到Q2的B極,Q2之輸出再次交連到Q7與間隔了恆壓源Q4的Q6。前面說過,Q6與Q7只擔任電流放大,所以我們很容易明白,由IC1經Q1到Q2這一串路上,三個元件都在擔任電壓放大。由圖中來看,Q2是傳統的接法,即習稱的第二電壓放大級,擔任電壓再放大之工作,因此IC1與Q1應該是合為第一電壓放大級才對,詳細情況,下文將會敘及。Q6是恆壓源,供應整個電流放大級恆定的工作偏壓。Q4之上是擔任恆流源之Q5,Q5之接法,堪稱是本線路中最怪異之所在,恆流源有好幾種接法,但從沒有一種方法會怪異到將恆流源晶體之B極跨到主要正電源之上來達成目的。圖二中之D1與R5是線路簡化後剩下之零件,D1與R5之值決定了Q5C極送出之電流。Q6 Q7是電流放大級,為半對撐三級達靈頓接續型式,由於Q6 Q7已無法放大電壓(因為它是射極輸出型),所以Q2必須有能力將信號電壓放大到不小於最大額定輸出150W rms所需之電壓值(98Vpp/8Ω正弦波);Q2下方有一只Q3晶體,也是傳統接法,美國機器裡經常見得到,它的主要工作是監視Q2,防止Q2在電路出現異狀時,產生超乎常態之工作,以保障Q2之後各零件之安全無虞。圖二之簡單說明到此為止。

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  以下我們開始以較詳細之文字來說明整個線路之有關部分。首先是IC1,IC1是一只14腳之雙路運算放大器,編號為739或749,為低噪音元件,其內部構造如圖三所示(為NA739,749之輸出端與739略有不同)。739出道得比第一代的741、301A等略晚,算是一、二代間之產物,針對它的結構,有人以為739不能真算是OP Amp,頂多只是類似罷了。不管怎樣,739之低噪音特性,很適合使用在前級放大之場合,一方面可簡化線路,另一方面可獲取良好的S/N比,名廠AGI出品編號511之無音控前級,便是藉著巧妙運用739而聲名大噪。739使用在前級是天經地義,使用在後級便有點稀罕了,Amcron對739之使用是根據什麼,我們自然難以窺入,不過我們可以從739內部與週邊元件之接法去猜測一二。如圖三,Q1 Q2與Q4 Q5是兩級NPN差動晶體,與我們一般習見一級NPN一級PNP略有不同。PIN5與PIN6各為非反向與反向輸入,PIN3與PIN4可供外接元件(通常為RC)做為落後補償以修正相位。不過從圖一中,我們可以看出,Amcron並沒有這麼做,而是改由PIN3與PIN2及PIN6與PIN4,這種運用方法所產生之效果,只有Amcron或我們親自去做了才能知道,光憑理論猜測,可能徒勞無功。比較奇特的是Amcron在739之第1腳(輸出端)與第7腳間接了一隻10KΩ電阻(如果使用749時則改為3.3KΩ),另外第2腳與正電源第14腳間也接了一之18KΩ電阻。事實上10KΩ剛好和IC內之輸出電阻5KΩ並聯,18KΩ剛好與9KΩ並聯,都使IC1內部電阻降低為原來的2/3。將5KΩ降低為3.3KΩ(10K//5K),我們可以從兩點去解釋,一是降低IC之輸出阻抗,另一是使輸出側晶體之靜態電流加大50%,使它在更低的負荷下也工作在A類以減少動態失真,由這一點來看,10KΩ之加入是值得的,在目前IC逐漸大量使用的情況下,類似像Amcron之用法已然可見,我們毋須訝異。至於為什麼要將18KΩ並聯到9KΩ上使之降為6KΩ倒有點費解,不過我們可以發現,IC內部輸出晶體Q7之輸入電阻與輸出電阻原來各為9KΩ與5KΩ,現在各併入兩倍阻值之電阻後,變為6KΩ與3.3KΩ,兩者間之比例完全相同,這是否是Amcron刻意要求,我們也無法得知,果如是的話,我們多少可以了解到Amcron對零件之用心究竟有多細膩了。

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  IC1之反相與非反相輸入端各接有VR,做為輸出中點之歸零調整用,這種用法算是比較講究(一般都只用一只VR調整一個輸入端,另一輸入端可因回授而自動達到平衡),同樣的用法也可以在Phase linear 400W身上找到。兩支VR阻值不同,該沒有什麼根據,因為這兩支VR之目的在分別提供兩輸入端所需之offset電流,從圖四739之特性表中,我們知道739之Input Offset電流最大是1000nA(=1uA)。只要這兩支VR都能提供這個數值以上之電流便可以了。從圖一中來看,輸入與輸出之Offset VR分別為250KΩ與100KΩ,分別加上+5V與±10V之電壓,故其電流分別為20uA與200uA,都遠遠超過要求,使IC面臨調節失效支兩只VR各為5MΩ與20MΩ,你當然不可能用這麼高阻值的吧?!一般而言,類似這種用途所用的VR,只要有100uA之電流,大概都可以無往不利了。

  IC1之消耗電流,從特性表中查得,在±15V時為9mA,±4V時為2.5mA,消耗與外加電壓成正比例,DC-300A中,IC1之外加電壓為±10V,由此推算消耗電流約為6mA,這是指兩聲道份。圖三之內部結構也顯示出消耗電流與外加電壓之關係,決定IC消耗電流的元件是七支電阻,分別為R9 R3 R23 R4R24 R7 R27,而R3 R23 R4 R24幾乎不受電壓影響,電流分別為0.2與0.35mA,這四支電阻總計流過(0.2+0.35)x2=1.1mA之電流,當外加電壓為±10V時,R9的電流=(20V-0.6Vx6)/15KΩ=1.1mA,R7與R27電流=10V/5KΩ=2mA,故總消耗為1.1+1.1+2x2=6.2mA,與推算的6mA很接近,不過由於Amcron使R7 R27之實效值降為3.3KΩ之故,R7電流=10V/3.3KΩ=3mA,總消耗變成1.1+1.1+3x2=8.2mA才對。

  IC1上面有一組穩壓電路,分別提供IC1所需之±10V穩壓與調整Offset所需之+5V電源,這一組電源為主電源±60V經一只3.9KΩ電阻降壓而得,流過3.9KΩ上之電流=(60V-10)/3.9KΩ=12.8mA,扣除IC1的8.2mA,兩支100KΩ VR之0.4mA[(20V/100KΩ)x2]及Q1週邊元件之0.66mA[(10V-5V)/8.2KΩ+(10V-0.6V)/200KΩ0.66mA],總計約9.3mA,則流入穩壓二極體之電流上有3.5mA這個電流除提供二極體自用,尚可提供1~2mA供739在動態輸出時汲取使用,算是足夠了。

  DC-300A之輸入阻抗實效約只有10KΩ,算是比較低,但實際匹配時,以目前前級放大器輸出阻抗通常低於1KΩ之情況而言,應不會有困難才對。輸入端之1KΩ與100P構成一組低通濾波(說是低,實際上一點也不低),其高頻響應之-3dB點為1.59MHz。以圖一右半部聲道(稱右聲道好了)來看比較順眼,IC1B之輸出直接交連到Q200, Q200之輸出端又有一組低通濾波,時間常數為前一組兩倍,故頻率轉折點剛好半數為795KHz;Amcron在DC-300A中用了多組高頻相位修正網路,使得DC-300A可以工作得更穩定。也許有人以為,加上這麼多網路,是不是代表不穩定──事實上,我們應了解,放大器的相移是不能避免的,為了修正高頻相位,而過度地加上補償性的RC元件是正確的作法,在一般情形下,不加補償元件仍能很穩定當然最好的,不過一旦在換了不同特性的主動元件,而會有不穩定顧慮時,就應該做補償處理;相位補償並非洪水猛獸,加不加上它與高級低級或Hi-Fi、Lo-Fi好像也沒有甚麼實質關係,這是我一直秉持的看法。

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  Q200在DC-300A之架構頗有一點奇特,其週邊零件也有一點複雜。前面我們說過,IC1B與Q200合成為第一電壓放大級,事實上由於兩者都有放大能力,所以實質上還是可以分成兩個放大器來看待。為了讓讀者更容易看清楚,我們把IC1B與Q200再單獨抽出畫成圖五A圖五B,圖五B中之Y Amp就是五A中之Q200,我們注意到由DC-300A之輸出端送回來回授信號時,是分兩路併連送回的,一路送回X Amp負端,這是傳統方式,10K電阻與510Ω之比值決定了自X Amp進入的信號(即 Input)的放大倍數,也就是全機的放大率,另一路則送回Y Amp負端,及Q200之射極,這是在其他機種裡甚難見到的一招,68KΩ與3.9KΩ之比值決定了進入Y Amp信號(即 Input)之放大倍數,這兩個倍數值很接近,分別是β1=10KΩ/510Ω+1=20.6倍,β2=68KΩ/3.9KΩ+1=18.4倍,我們進一步把這種關係畫成圖五C。Z Amp代表Q200以後之全部電路,它的輸出端即是本機之輸出中點。從圖中我們便不難理解,β1=βXxβYxβZ=20.6,β2=βYxβZ=18.4,如此我們可以推測得βX=β1/β2=20.6/18.4=1.12倍,亦即是說,以閉環路增益來說,IC1B之放大率只有1.12倍,差不多已是增益為1的邊緣了,這樣的結果,可能會很令人大吃一驚。不管怎樣,這部分之推算,是作者在沒有佐證情形下自行進行的,也許不全然妥當,希望有人會指正。

  前面所提兩路回授之放大率,都是指直流或低頻時之情況,當頻率升高時,前述之放大率會漸漸減小。由於低頻時放大率相近,其高頻增益-3dB之轉折點也應該很接近才對,從線路圖上我們可以得到證實,回受到Q200射極之元件為68KΩ電阻與20P電容並聯,其轉折點為159/(68x20x10-6)=114KHz,回授到IC1B之原件為10KΩ並聯120P,轉折點為159/(100x12x10-6)=133KHz,這個數字,以今日講究大頻寬的情形而言,也已足夠了。

  Q200之輸出交連到一組並聯的負載,即R215與Q204,R215加在Q204之B、E間,信號即從此而饋入Q204,一般而言,Q204對Q200所呈現之阻抗,應該要有R215(820Ω)之十倍以上,亦即有8.2KΩ以上之實效阻抗。Q204之射極電阻為82Ω,由基極端看進去,Q204對訊源呈現的阻抗是hfe x 82(其實還有晶體自身之hfe),也就是Q204之hfe值只要大於100即合於阻抗匹配要求,這個hfe值在中小功率晶體而言通常是不成問題的。

  在Q204之下端尚有一只Q205晶體,其C E極跨在Q204之輸入端,與R215並聯,亦成為Q200之負載。但是Q205之主要工作乃在監視Q204情況,在一般情形下,Q205並沒有導通,這可以從R216(82Ω)上之壓降得知。換句話說,只要電路正常Q205基本上可視為不存在,其C E極間之電阻為無窮大,對R215或Q204皆無任何影響。但若電路出現異常情況,使得流入Q204之電流激增至7mA以上時,82Ω上之壓降將足夠開啟Q205使之導通,此時來自Q200之信號電流大部分流入Q205到負電源去,R215與Q204之B E極間即形同短路而無法放大信號,後續電路也因此無法工作而起保護電路作用,這是加上Q205之目的。Q205之使用,美國機種常常可以見到,而日本則否,這種不同的設計風氣,也是頗值得玩味的。

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  圖一中,R216(82Ω)上之壓降為0.31V,表示靜態時,流過Q204之電流為0.31V/82Ω≑3.8mA,這個電流,係由圖一上端正電源測知恆流源流下,恆流源則由一組穩壓供應,這部分電路是Amcron一項獨特的設計。雖然我們也許會懷疑,Amcron設計的這個恆流源是否會比傳統形式有更好的效果,並且把42V之交流電源自變壓器直接引到PC板上來是否會有其他顧慮時,我們也不能否認,這個電路確有其獨到(說得不中聽是耍噱頭)之處。我們將這部分電路單獨抽出,畫成圖六。C4 C5 D1 D2組成一組半波倍壓整流電路,這部份我們可以從書本上查得到。42V之交流電經R1降壓後進入這組電路,由於其下端是跨在主電源+60V之上,所以其實效整流電壓應+40V。這個電壓再送入一組由R2 D3構成之簡單+10V穩壓器,穩壓器的輸出,分送到兩聲道之恆流源晶體Q101 Q201作為基準電壓。由於D3為10V Zener,因此流過R2之電流=(40V-10V)/2.2K=13.6mA,此電流除供應兩聲道恆流量外,所餘全數由D3消受。因D3跨接在兩聲道各別一支2.4KΩ電阻與恆流晶體B、E極間,所以恆流量便由2.4KΩ電阻決定,這個恆流量等於(10V-0.6V)/2.4KΩ=3.9mA,兩聲道合計7.8mA,因此還有5.8mA之電流流入D3。事實上,我們回頭看傳統之恆流源,再對照Amcron之恆流源,如圖七A、七B,我們可看出兩者根本是相同,只不過Amcron將恆流晶體之基及電壓向上提升10V,這樣的好處是使電路之電壓擺幅較大,不會被壓縮10V,缺點是要多準備一組高壓,接線較麻煩。我們當然不會使圖七B中之Zener高達10V,而應儘量縮小到不會影響到輸出擺幅之程度,或者乾脆將Zener換成兩支順向篇壓二極體如圖七C,既不影響最大輸出電壓,配線也極為簡單,這是為什麼圖七C會受絕大多數廠家採用之主要原因。

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  3.9mA知恆流量自Q201沿偏壓晶體Q208送到Q204,Q204即我們前述的第二電壓放大級。3.9mA之工作電流看起來不大,但由於Q204之後的電路是三級達靈頓接續之電流放大級,其總合放大率至少在10000以上,即使在輸出10AP(4Ω,200Wrms)之極端情況下,其向Q204汲取之信號電流也不到1mA是以我們務需擔心3.9mA是否足夠之問題。

  自Q206以後之12只晶體,皆擔任電流放大,其電路設計與他廠完全一樣,比較奇特的是,Q207射極到輸出端之間並接了兩組相位修正網路,即R226 C213與R230 L200,前者我們在其他機器如Phase liner 400W,h/k Citation 16等都可以見到,數值也大略相同,後者則是Amcron所獨有的設計。在低頻時,L200只呈現出線圈之直流電阻,其值不一定(因為即使感量相同,線圈之體積線徑可能相差很大),待頻率升高時,L200之交流感抗逐漸加大而取代原先之直流電阻,並與R230合成一個時間常數,其頻率轉折點為47Ω/(2π x 0.5mH)=15KHz。由於R230與L200之接入使我對Q207是否只擔任電流放大之問題,感到十分困惑,因為低頻時,Q207射極經L200 R234(0.33Ω)到輸出中點,幾乎在短路狀態,頻率升高後阻抗逐漸上升,直到150KHz以後(此時L200感抗470Ω,恰為R230之十倍)才趨於恆定,依這樣看來,Q207就不很單純了,作者能力仍屬有限,只好暫時存疑。

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  DC-300A分析到此,就只剩下Q202 Q203及其週邊零件所組成之保護電路。DC-300A之保護電路,是作者僅見最複雜而莫名其妙的個例,分析了大半天,還是覺得怪怪,為了不貽笑大方,此處只好保留。其實作者對保護電路一直沒有好感,卻不是它不能用,而是在實驗測試時,保護電路大抵可以如期動作,可是一旦實際接上喇叭時,情形便沒有想像中樂觀了,作者所知,有許多保護電路之設計著眼點,常常是考慮到放大器接低負荷,例如4Ω之喇叭或兩對喇叭並聯使用時,為防止放大器因大輸出遭致損毀而設計,其結果是8Ω的喇叭在一陣咆哮後鐘到崩殂,而保護電路則依然故我,因此保護電路一直是個爭議的問題,講究音質的一派很少會採用保護電路的,而廠商採用時,花樣也極多(因為觀點立足點都不太相同),複雜如DC-300A的有之,簡單如McIntosh的亦有之,究竟誰好誰壞誰是誰非,殊難分辨,與其盲目猜測,莫如廢棄不設。作者抱持獻醜不如藏拙的想法,不打算分析保護電路,你要真有意思,就自行推敲好了。

  分析至此,讀者中也許已有人躍躍欲試了,作者建議你在仿製之前,先確定仿製之方式,全面抄仿是不可能的了,因為我不知道晶體編號,即便知道了,可能也買不到;其次是,仿全部線路而尋找代用零件,這是比較可行之策,那麼你便要注意並推敲代用品之特性、規格,線路中之零件值是否可以全部照抄等等;最後是,如果你已懂得本線路之來龍去脈,懂得如何去修改,這一路下來,也許另有一番景象也不一定──作者以為沒有人能肯定,照原廠品依樣畫葫蘆下來的結果才會是最好的,你以為如何?

轉載音響技術第87期MAR. 1983 Amcron DC-300A之仿製/黃 氏

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