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  SF-201前級放大器線路的設計,主要考慮到以下幾點:

  適用於SF-1000A或B機箱的系統設計,因為SF-1000型機箱迄至目前為止,個人認為其系統之簡潔、完整並具有系統教育功能,無需另行設計。

  線路上採用正負電源供電,以顯然別於SF-101。

  電路設計一本簡潔、完整而又合理化為原則。

  最主要的一點還是希望讀者能在這個線路上多學習到一點東西。

電路架構概述

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  SF-201全部電路計分為RIAA等化放大、十倍放大、音質控制、耳機放大及電源等五大部份,茲將其架構及特點簡要分述如下:

RIAA等化放大器

  由Q1~Q4及相關零件所組成,自輸入自輸出,全部架構「取材自」Hafler DH-101前級擴大機。略作修改處是加入VR,使能精確調整輸出點電壓,以符於接近直流放大的功能,省去輸入輸出交連電容器。

  在此架構中,Q1 Q2使用小信號低雜音高hfe晶體,略有電壓放大作用,直流增益由R3/R7或R4/R9之值而定,唯交流增益卻因R8之介入而大增。Q3 Q4為極高增益之達靈頓複合管,使本電路產生足夠的開環路增益。

  交流設計方面,除R8形成Q1 Q2的共同射極負載外,RIAA網路由C7 C8 R10 R11及R15形成,自輸出點回授至Q1 Q2之射極,並由R8限制之;R12為直流回授電阻,用以維持輸出點電壓。由此可知本架構中之交直流回授是分路而走的。

十倍放大器

  十倍放大器主要的作用有二:當作不同訊源輸入的緩衝放大器,使其輸出特性一致;彌補音量控制器的介入損失。因此,假如任一訊源未經此緩衝而直接被送入後級擴大機時,可能有以下情況產生:

  與後級之輸入阻抗不能匹配,一般後級擴大機之輸入阻抗多為47K歐姆,因此訊源內組必須為其十分之一以下,方能避免低頻之衰減和高頻畸變之發生。在此情形下,如不用十倍放大器,至少亦應使用射極隨耦器為緩衝。

  儘管大多數的訊源輸出,包括RIAA放大器在內,均有足夠的輸出電平用以驅動後級擴大器,但除非是做固定音量使用,否則必然要介入一電位器為衰減控制,其介入損失使得前後級更難匹配。蓋一4.7K歐姆之輸出內阻,至少宜配50K歐姆的電位器,而50K歐姆的電位器又只能送入500K毆姆的輸入電路,今設訊源阻抗為4.7K,而後級阻抗為47K,幾無空隙可插入電位器了。

  最近因聞有人嚐試直接將RIAA放大器之輸出未經任何緩衝而送入後級,謂音質大有改善(差異是必然有的,但請注意:絕不是改善)茲特說明如上。希望讀者能詳閱如DB或PS等名廠真正的唱頭放大器線路,它絕不是把一般前級擴大機自RIAA以後切掉就算了事了的。

  言歸正傳:本十倍放大器由Q5~Q8及相關零件所組成。基本架構仍「取材自」DH-101或者可回頭來說DH-101是取材於本架構的,僅交直流加以分路而以。本電路實際上為一不折不扣的直流放大器,開路增益分別由四個晶體共同獲得、R23/R24共同擔任交直流回授以限制增益,在R24很小於R21或R22的情形下,閉環路增益由R23+R24/R24所決定。這個電路如果零件選擇適當,線路各值設定適切的話,失真幾可完全予以忽略。

音質控制及補償放大:

  音控網路部份無甚特殊,屬一般之典型結構,較特殊者為補償放大器。在結構上它有兩級串級式差動放大,第二級差動放大分別驅動兩個射極隨耦器,使得兩個輸出點具有180°相反的相位,雖然反相輸出主要是為了要給NF型音控網路造成一回授源,而當兩個不同相位的輸出均被保留而接至SF-1000的Hi/Lo輸出端時,可以有以下用途:

  分別推動兩部反相及非反相之功率擴大機做電子分音,而不被相位問題所困擾。

  將此⊕⊝輸出接於一部立體聲功率擴大機之左右聲道輸入,極自然形成最平衡之BTL連接,而無須另行倒相。

  當此機被用於PA工程時,⊕⊝輸出可分別接於雙線式的平衡輸送式隔離線,作極長距離之輸送,而不產生干擾。

  電路設計上,為了降低輸出阻抗,Q13 Q14宜用PD大一點的晶體,如MPS-L06等,而Q9-12仍力取Hfe大者使用,使設計誤差降至最低,如找不到達靈頓管時,可用FET,為電路各值必須另行設定。

  VR3為調整⑫⑬輸出平衡之用(含直流電位),VR4則調整兩點共同的直流電位,經精密校整之後,這一段亦為直流放大器型式。

耳機放大器:

  基本結構與十倍放大器相同,為整個線路阻抗降低甚多,以適應耳機負載的要求。又因其輸出已直接到耳機,微量的直流偏移沒有任何影響,是故未設輸出點直流電位調整,但採用100%直流回授以為穩定。

  電路增益之控制與十倍放大同。Q15 Q16 PD宜略大,可用MPS-L06/56或2N2219/2905等。

電源電路:

  本機採用比較精確一點的穩壓電路,並且設計成可調型式,以便精確調整正負電源的平衡,適合於直流放大的需要。Q19 Q20用大Hfe者Q21 Q22用2N6552/6555等中功率以上晶體。D5 D6用大約10~12V者。

  AC電源為15-0-15V(200mA)經橋式整流後約為+20V,直接供給耳機放大器,穩壓後則約為±16V,供給音控及十倍放大,而到RIAA放大之前,則經R109 R110限流使自動維持±15V之電壓。

電路設定

RIAA等化放大器:

  電路各值仍參考Hafler DH-101而設定,其直流分析如下:

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  擬加電壓為15V。

  R5及R6之端電壓為15-0.6V=14.4V,電流為14.4/150K=96μA。

  96μA電流除一部份經R9 R7分流外餘均經Q1 Q2而達R3 R4。

  因R7 R9串連跨接在Q1 Q2之射極,故其端電壓為1.2V,分流量為1.2V/(22K-22K)=27μA。

  經由R3 R4之電流為96μA-27μA=69μA。

  R3 R4之壓降為69μA×22K=1.52V。

  扣除Q3 Q4(達靈頓管)之BE電壓1.2V外R13及R14之電壓為0.32V,電流為3.2mA。

  試將供電壓改為±14V及±16V再次運算,得其電流為1.7mA及4.6mA,由此可知係非線性增減,因此電壓最好維持±15V,方能與設定值相符。

  在交流動作方面,R8為Q1 Q2之共射極電阻,加上來自RIAA網路的回授,可知Q1 Q2 之輸入阻抗將低於Hfe×R8,是故Q1 Q2的選擇其Hfe不能低於200。

  災錄增益在Q1 Q2是由R3 R4對R8之比值而得,加上Q3 Q4為達靈頓管,預計開路增益甚高,足供完成RIAA補償之用。

  RIAA網路方面的分析已詳見本刊47期96頁,其中R10 R11所用為±5%之數值及11K與130K如不易購得時,可更改為10K及120K。

  為了能達成精確校整輸出點電壓的目的特別加入了VR1,其值為100歐姆B型,調整方法下將有述。

十倍放大器

  本電路為一純直流放大器,是故其交流分析與直流同,而直流分析則略與RIAA放大器相仿。餵了盡量提高此級之輸入阻抗,以減少因量控制器的插入損失,故Q5~Q8均使用達靈頓管。其直流設定過程如下:

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  設所加電壓為±16V。

  設Q7 Q8之電流仍安排為3~3.5mA左右,則R25 R26仍用100歐姆時,其基極電壓仍為1.5~1.55V。

  R19 R20如仍用22K時,所需電流亦為69μA。

  設由R17 VR2及R16之分流為69μA之半,及35μA,則經由R21 R22之電流將為69μA+35μA=104μA。

  R21 R22之端電壓為16V-1.2V=14.8V,是故R21 R22=14.8V÷104μA=142K。非常用值必須重新設定。

  R16 VR2 R17之串聯阻值為2.4V÷35μA=68.6K。若VR2用5K則R16 R17大約要用32K者(非常用值)。

  重新試算⑤⑥,採回算法:

  設R16 R17用33K,VR2用5K,其分流為:2.4V÷71K=34μA。

  設R21 R22用150K,其電流為14.8V/150K=99μA,減去分流後得99μA-34μA=65μA。此為R19 R20上之電流。

  R19 R20如仍用22K時,壓降將有1.43V,減去Q7 Q8之BE電壓1.2V得0.23V。是故當R25 R26仍用100歐姆時,電流為2.3mA。如欲加大電流時,可將R25 R26減小,例如改為68歐姆時,電流為0.23V/68=3.4μA,正符所需。

  增益之控制約取R23/R24=10即可,但R24要很小於R16 R17,故取3.3K,而R23則為33K。

音質控制補償放大器:

  本電路乍看之下,似仍來自DH-101,其實完全不同,因為DH-101中之雙差動是併聯型式,而本電路則為串級式。有很多人詢問何以不仿DH-101的音質控制,這主要是因為它屬於衰減型的設計,電位器必須使用A型,而目前我們能買到的雙連A型電位器旋於正中央時,不僅阻值不準確,二聲道差異也很大,所以還是使用B型控制的NF型為佳。

  本電路在設計上刻意造成180°相差的正負輸出其用意已如前述。

  現在,我們來看看本電路的直流設定:

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  施加電壓:±16V。

  類似結構的設計,Q9~Q12一般多用FET,或小電流高Hfe之達靈頓晶體,在此為了採購上之方便,我們仍用MPS-A13/A63。

  R34之端電壓為16V-1.2V=14.8V。

  設R34為56K時其電流為260μA,此電流平分流向Q9 Q10各為130μA。

  設R22 R23為22K則其壓降將為2.9V,亦即由Q11 Q12之基極到+Vcc間將有2.9V電壓。

  扣降Vbe=1.2V後剩下1.7V此為射極電阻上應有的電壓,據此電壓及我們想設定的工作電流,可求出R38及VR4之阻值。

  設我們希望工作電流為0.6mA左右,則R38用2.2K,VR用1K。當VR4置於中點時,串聯阻值為2.7K。此時電流為620μA。

  620μA平分於Q11 Q12,各均為310μA。

  當我們希望輸出點(即Q13 Q14之射極)電壓正好為零伏時,基極應安排在+0.6V上,也就是說R39 R40在310μA下要有16.6V之壓降。

  R39=R40=53.5K,唯因Q13 Q14基極會有點分流,是故可用56K。

  R41 R42幾乎不受任何影響的,只決定了Q13及Q14的工作電流,當設定為3.3K時,電流為16V÷3.3K=4.8mA,而設定為4.7K時則為16V÷4.7K=3.4mA,以使用4.7K為宜。

  關於R35 R36以及音控網路的安排我們將留到實驗裝機或以專文時再更詳細討論之。

耳機放大器:

  耳機放大器電路架構與十倍放大器概略相同,但由於它工作之電流較大,才能驅動耳機,所以必須重新設定:

  施加電壓為±20V。

  設Q17 Q18靜態工作電流為10mA。

  設R53 R54均為100歐姆,則當Q17或Q18導通時,可到達之峯值電流為20V/100=0.2A,應足供任何低效率耳機驅動用。

  當R53 R54為100歐姆而靜態電流為10mA時,壓降為100×0.01=1V。亦即Q17 Q18之基極應有1.6V電壓。

  Q17 Q18之Pc=0.01A×20V=200mW,使用MPS-06/56時會有點熱,但不會燒掉,如果使用2N2219/2905時要特別注意一般之耐壓都只有30V而已,很容易燒掉。

  R45端電壓既為1.6V,則R45若為2.2K,其電流將有0.72mA。設R49 R50之分流為其二分之一則合計R47 R48應有1~1.1mA電流,此時R47=R48=(20-0.6)/1~1.1mA=18K。

  R49 R50端電壓為1.2V,分流為0.36mA,故阻值為:1.2V/0.36mA=3.35K,可各用1.5K歐姆者。

  Q15 Q16可用MPS-9632/9682。

電源設計:

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  本機預計使用15-0-15V 200mA之變壓器,經整流並加上耳機負載後,大約可得±20V電壓,再經穩壓供給±16V電壓。其穩壓設計為:

  Q21之射極電壓等於其基極電壓減去0.6V因此我們只要控制並穩住基極電壓即可達成穩壓目的。

  讓Q19之基極施以固定的偏流,則Q19CE間可維持一定的電壓,此電壓重疊於D5之上。

  設D5之電壓為10V,則Q19基極將需要10.6V大約為輸出電壓16V之三分之一,據此可以求出R101與R102之比為二比一。可說R102為10K,R101為4.7K,中間介入VR11為2K。

  預計全電路耗用之穩壓電流為30mA(兩聲道),再加倍之為60mA。則Q21基極所需電流為60A/hfe Q21,設Q21 Q22使用2N6552/6555典型之hfe為60,則Ib=60mA/60=1mA。此電流端賴R107供給而R107除供給給Ib Q21之外,亦要供給Q19之Ic分流。設再加一倍為2mA。

  R107之端電壓為20V-16+0.6=4.6V,是故R107=4.6V/2mA=2.3K,可用2.2K歐姆者。

  以上簡要設定如上,下期繼續報告實驗裝機程序。

轉載音響技術第49期JAN. 1980 追擊序列更上層樓─SF201的電路架構及設定/唐 凌

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