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  本刊43/44期每月專載刊出後,再配合SF106/107的實作,可以說我們已為愛好擴大機製作的朋友們播下了一粒種子。我們希望朋友們不再依靠線路(圖上的各阻值容量和晶體編號)便能自己裝機、作實驗。當然,並不是種子一播下就可以開花結果的,至少它還需要發芽、生長的過程,在這過程中,我們仍會給予辛勤的耕耘。

  在45期裡,雖然我們也提到了250瓦的設計問題,但由於沒有確定使用晶體,使得許多讀者無法實際體驗真正的裝置過程。最近我們由某代理商處獲得了一批高功率高耐壓而價錢還算適中的晶體,我想就這對晶體我們再作一次設定與計算的範例,以供讀者參考。

2SB700/2SD736

  2SB700/2SD736為日本日立最近所生產之矽質三重擴散形對稱功率管,外型為塑料封裝,雙螺絲孔。

  與其相近性質之編號尚有2SB699/2SD735及2SB702/2SD738,它們不同處,只在Vceo與Pc,茲列表如下以供參考:

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  由上表我們可以知道,這幾對晶體可能均係同一過程製造而予分級編號的。另外在hfe方面,每一對均各分成三級A級為35~70 B為60~120 C是100到200。

  如果我們想裝每聲道250瓦,而在設計上又不十分受限的話,當然我們可以選擇B702/D738,然而再實際決定採購時,我們還要在售價、交貨及邊際需求等方面做一考量。現在,我們選擇了2SB700/2SD736其各項電子特性如下(周圍溫度25):

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  其中有幾項特性我們在業餘製作時,必須特別注意的:

  其hfe分兩個階層來表示,一是當Vce為5V Ic為1A時測得最低為35,最高為200,並分為A、B、C三級。另一為Vce=5V,Ic為5A時,僅標出最低hfe為20。由此表之顯示,我們可知,如果我們以低於5V的Vce電壓和小於1A的電流去測定hfe時,將會與廠方所提供的資料有出入。

  就一般電晶體的特性而言,其hfe在Vce低於某一電壓時,會急速地降低,就淨特性而言,此電壓自然愈低愈好(Vce(sat)小),例如本刊45期102頁所刊載的MJE15028系列,其hfe分四級均在Vce為2V時測得。不過在實際運用時,因有大量負回授,這點並無關鍵的重要性。於此只是提醒大家不要用三用電表的附加刻度所量得的結果據以指責製造廠商。

  ➁為Vce(sat)電壓:通常此電壓乃表示此晶體在正常工作下最大電流時,由集極到射極的殘存電壓,換句話說,此晶體在電路上為「導通」情況時,所存電壓。此電壓將影響SEPP擴大機設計上的電源利用率,為到達設計目標之十足輸出,必須將此電壓預留,一般電晶體的集射飽和電壓通常隨電流之加大而增加,例如2SB700,雖然在廠方規格上並未標出在最大集流12A時之飽和電壓,但我們可從其允許的最大集耗Pc為100W來推測,當集流到達12A時,飽和電壓可能高達100W/12A=8.3V之巨。

  Vceo電壓:此係指基極開路時,所能施加的最大Vce電壓,以SEPP電路而言,不導通的那一邊晶體所承受的電壓,係受Vceo電壓所限制的。

電壓利用的邊際設計

  在設計一部擴大機時,面對著零件的限制,可能會有不同的設計著眼,譬如一對2N3055我們可用以設計30瓦60瓦甚至100瓦的擴大機,有時,我們會著重Pcmax的邊際利用,有時則希望獲得最高的電壓利用率。本設計乃以獲得最高的電壓利用率為設計範例加以說明:

Vcc的決定:由於電晶體的Vceo為140V,所以原則上,Vcc不得超過140V或±70V,如把市電源-±5%的變動率考慮進去,則Vcc不宜超過140V×(1-0.05)=133V,為安全計,我們只使用130V。

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最大輸出功率概估:由於最大輸出功率係受施加電壓所限,同時必須扣除驅動及輸出各級電晶體的飽和電壓。當本電路預計採用SF106或107為驅動級時,其損耗電壓約為0.7V(Q5)+0.7V(Q7)的兩倍(Q6 Q8)計為2.8V(107時可酌減0.7V)。而輸出級採達靈頓連接時預計其飽和電壓(預計每一晶體分配電流不超過2A時)合計為2V,上下共4V,則實際之輸出電壓的峯到峯值將為:

  130V-(2.8V+4V)=123V

 其在8歐姆負載時之輸出功率為:

  Po=Vcc²/8RL=123²/64=236(W)

  看到輸出功率只有236瓦,讀者請先別洩氣,因為本機之特點,在Vceo的限制之下,我們將朝向低內阻、大電流的方向前進,希望裝一台怎麼燒都燒不壞的擴大機。

轉為4歐姆負載之設計:

  為了達到這個目標,我們想試著將負載阻抗以4歐姆為基準來設計:

  123V的電壓,在4歐姆負載時的輸出為:

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  Po=123²/8×4=472W

 其瞬間最大電流將有:

  123V÷2÷4=15.4A

  此時我們若決定使用4對2SB700/2SD736另加一對同型晶體為達靈頓連接,應足可達成才是,繪成線路如附圖,估計每一晶體之峯值電流將在4A以內。

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  若以4A來計算,合計16A,最小hfe以30為估量時,達靈頓之驅動電流為:

   Ib=16A/30=530mA

  而驅動單元之驅動電流最大亦不超過:

   530mA/30=18mA,所以不管使用SF-106或107-250W之驅動板均足可勝任。

Re之設定:達靈頓驅動級之Re主要決定Q11及Q12在靜態時之集耗,此電阻愈小靜態集耗即愈大理論上TIM則會減少,然究竟宜用多少,可經實際試驗決定之。茲舉22歐姆及10歐姆兩種阻值為例,試算如下:

  Pc(Q11 Q12)=70V×(0.6V/22Ω)=1.9W

  Pc(Q11 Q12)=70V×(0.6V/10Ω)=4.2W

  可知當使用10歐姆時,即使無信號輸入Q11及Q12均有相當之溫度。唯因二晶體均鎖在巨型散熱片上,溫度並不會惡性上升。在實際裝配時,此Re可用二枚22歐姆之½W電阻併聯使用。

  再者Q11 12之工作電流提高後,亦將加重驅動級之靜態損耗。以本例而言,Ic(Q11 Q12)=0.6V/11Ω=55mA、Ib=55mA/30=1.8mA驅動晶體之集耗將為Pc(Q7 8)=1.8mA×70=127mW,所以如發現線路板上的2N3440或5415發熱時,可加上花瓣型的小型散熱片。

過載截流之動作設計

  過載截流動作,主要是為了保護輸出功率晶體,在設計上有兩種考慮方式:一是400瓦的擴大機,使他超過400瓦時,就產生截流作用,這種設定不但會影響音質,實際上也沒有必要。因此我們不妨考慮以輸出功率晶體之安全為設計著眼,在本機中,所使用之輸出晶體為2SB700/2SD736,共四對,所允許的最大電流到達12×4=48A(Peak為15A×4=60A),如此巨大的電流,晶體燒不了,反要燒變壓器,而變壓器在短時間內是不會燒掉的,此時假如擴大機內未裝有保險絲,必然要燒牆壁上電源插座甚至總開關的保險絲。在此我們特別提醒你,如果你裝此機而又想試試其真正的威力的話,截流保護及保險絲都暫時不裝,試機時,以信號產生器使其有最大的輸出,然後猛然將輸出端短路(不必害怕,燒不了的),很可能你會嚇一大跳,因為停電了。

  畢竟,擴大機不是為了燒保險絲用的,所以我們設法加以截流,截流點設定在距離峯值輸出16A有一段距離之20A處。此時,每一個晶體將分配有5A電流,設Re為0.34歐姆(可用二枚0.68Ω 1~2W併聯使用),則其截流點電流為5A×0.34=1.7V,分壓電阻之阻值可取56Ω(R19)比33歐姆(R21)。

  以上設定,載8歐姆及4歐姆負載均不致發生截流,而只有正常的割切發生。然而附再若低至2歐姆時,如電源沒有嚴重的低落時,大約到輸出電壓單峯值為2歐姆×20A=40V時,即遭截流,此時輸出功率為:

  (40/√2)²/2=400Wrms

電源設計要點

  在此之前,我們設計擴大機可以說均從變壓器開始,這次我們留到最後才予以決定,相信讀者可以看出為什麼。

  在前數節中,我們所有的設定均係依據供電壓為±65V來計算的,可是實際上擴大機在工作時,此供電壓多少會有些壓降,其壓降的大小,通常由兩個因數來決定:電源變壓器的電流容量,是平滑濾波用電容器的漣波電流,茲分如下:

■電源變壓器的容量:一般我們說10A的變壓器實際上並不是只能供給10A的電流,超過了10A就會燒掉,而是超過10A(例如15A)時,電壓會低落到不實用的標準,同時溫度也比較高。在這種情形下,我們對變壓器的要求是很「線性」(或類比)的而非數位的。換句話說它是一條曲線,看我們取曲線中的哪一點(轉換為數字)來使用罷了。

  例如60V-0-60V 10A的變壓器,我們可當15A(可能變為55V-0-55V)來使用,亦可當5A(維持甚為穩定的62V-0-62V)來用。

  在本設計例之中,我們既然以儘可能提高電源利用率為著眼,所以我們希望滿載時(最大輸出)之Vce以愈接近空載時之130V為佳。如以4歐姆負載計算,其輸出功率高達470瓦之鉅,是故不妨考慮一般規格為600VA之變壓器,此時,換算之規格為:

  電壓:130V/√2=92V(或46V全波)

  電流:600VA/92V=6.5A(全波13A)

  不過這樣的計算,可能還不準確,最好經過實際試驗以確定其堪用與否,試驗程序為:

  初級電源電壓為110V時,次級之空載電壓不超過92V。初級若為117V時,次即可依比例上升至98V。

  找一個大約為600瓦之燈泡或電爐,接到次級電壓上,此時之電壓愈接近空載電壓愈能達到原設計的標準。

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■平滑濾波電容器的漣波電流量:這是表示平滑濾波用電容器,在連續充放電時,能供應的漣波電流而言,漣波電流在此處我們可以視之為直流。而本機再4歐姆附再400瓦輸出時之直流為7A,分上下供應分別為3.5A。所以必須使平滑電容至少有3.5A的電流供應能力。

  一般電解電容器之漣波電流概受容量逸散因數二者所決定。容量愈大,電流供應能力亦愈大,此在若干國家標準中有規定,例如本刊以前向亞士能預定之電容器,即明定4700μF容量時之漣波電流為2.7A,而10.000μF則為4.5A。

  由此可知,我們使用大容量的電容器,目的是在獲得較大的電流供應能力而不只是為了降低哼聲。換句話說同樣為5A的負載,以10.000μF來平滑濾波,可能獲得65伏的電壓,而當使用4.700μF時,卻可能只有63伏電壓,這少掉的2V哪裡去了呢?有一大半是被電容器耗散掉了,電容器既有耗散,就會發熱,既發熱,就容易壞。

  但電容器用得非常大有些缺陷,那就是開機之瞬間,電流太大,很容易造成保險絲頻頻燒斷,甚至整流二極體也不安全。如何折其衷,就端賴讀者們的親身體驗了。

■附記:文末,我突然又想到有關功率晶體的檢查問題,因為有許多讀者對此問題,常有不切實際的做法,例如拿起三用表量取CE、CB、BE就確定是不是好的,實在有點危險。其中有關hfe的量取,除已有專文答覆之外,我想就本機所用之2SB700/2SD763的Vceo測試方法,推薦一個簡單的試驗法:

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  準備一200μF/200V以上的電解電容,以一二極體接成半波整流器,直接自110V電源整得110×1.41=155V之電壓。

  由於2SB700/2SD763在140V時之Ic為50mA,是故,我們可準備一枚(155V-140V/0.05=300歐姆的電阻(可用330歐姆½W者)串於集極到電源(如圖),特別注意NPN及PNP之極性不同。

  量取集射間電壓,即為實用之耐壓值,若低於140V時,最好不要用。

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  2SB700/2SD736

轉載音響技術第48期DEC. 1979 追擊序列之六 之七/SF450A 4歐姆450瓦擴大機之設計/唐 凌

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