一、前言

  在「我」文之五裡頭,羅哲以一個2-WAY揚聲器系統,來說明使用傳統式的分音器的不可靠,以引出這一篇「之六」來介紹這個電子分音器的電路。在本刊中介紹電子分音器的作者不乏其人,然而大多數皆使用OP-IC放大器做Active-Filter,例如第59期莊焜亮兄所介紹的即是。羅哲對於等閒的OP-IC用於音響系統中,覺得效果堪慮,可是像莊兄般使用高級的IC又捨不得,因此想出一個以電晶體取代OP-IC的變通辦法。基本原理仍然是Active-Filter,用五枚電晶體取代一個OP-IC,再價格上略高於一枚廉價的OP-IC,但是性能上勝過廉價OP-IC多矣。在這個Active-Filter線路中,放大器採用射極隨耦輸出,每一個電晶體都是射極隨耦放大器,都有足夠的本地回授(Local Feed-Back),而不使用跨級負回授,即使工作到極高頻率,極大的振幅,相位落後也不很嚴重,所謂的TIM失真也可以減到最低限度。在Large Signal時的工作頻率,幾乎可以高達1MHz,這是一般OP-IC所無法及得上的,換句話說SLEW RATE比起一般廉價OP-IC是高了好幾倍。

二、線路概述

  首先,介紹這種電子分音器的構成,如Fig.1所示,BA代表電壓放大倍數為1的緩衝放大器(Buffer Amplifier)有些簡單的分音器,僅使用一個電晶體的射極隨耦器來替代一個緩衝放大器,羅哲也試製此類線路,對於其性能極不滿意。

  這次的製作,屬於12dB/oct線路,雖然是三音路的,但是基本線路仍是Fig.1的延伸,因此,就以Fig.1來說明線路上分頻網路有關零件數值的計算方法。假定分頻頻率為f,則:f=1/(2πR1C1)、R2=R1/√2R1、C2=√2C1、C3=C1/√2。

  如此,可得到一個HI-PASS的輸出,和一個LO-PASS的輸出,不論是HI-PASS或LO-PASS其-3dB的交界頻率,都將是f,而構成一個2-WAY的電子分音器。如果,想做成一個3-WAY的電子分音器,若分頻點分別定為f1與f2,則需要有一個f1的LO-PASS Filter,一個f2的HI-PASS Filter和一個由f1與f2為-3dB頻率的BAND-PASS Filter。這也不難,先做一個分頻點為f1的2-WAY,再做一個分頻點為f2的2-WAY,再將分頻點為f1的HI-PASS和分頻點為f2的LO-PASS串接,則構成一個-3dB頻率為f1和f2的BAND-PASS,而形成一組3-WAY電子分音器,如Fig.2所示。

串接的BAND-PASS,不論是LO-PASS在前HI-PASS在後,或HI-PASS在前LO-PASS在後,結果都是一樣的。在這些Active Filter之前,還要加入一個緩衝放大器,主要目的是提高輸入阻抗,降低輸出阻抗,尤其是降低輸出阻抗,因為如果信號源阻抗太高的話,上述計算公式正確性要大打折扣。至於用在Active Filter上的緩衝放大器,則高輸入阻抗特性更為重要,因為如果放大器輸入阻抗太低,則會造成訊號插入損失(Insertion Loss),使得3個音路的輸出,(在各自的工作頻帶內),不能得到相同的衰減率。所有的緩衝放大器,都使用同樣的線路,也就是都同時具備高輸入阻抗和低輸出阻抗。

三、緩衝放大器介紹

  這裡所使用到的緩衝放大器,總計有五個,全部都一樣,使用雙電源,放大倍數為+1。Q1為一般之射極隨耦放大器,其基極偏壓電流由R1接地取得,因基極電流極小,故Q1的基極電壓約等於接地點電壓(0伏特)。Q2 Q5的基極電壓,比接地點電壓少了一個P-N Junction電壓降(約為-0.6伏特)。Q2與Q3的射極串聯在一起,且無其他傍路零件,因此Q2 Q3的射極電流必然相等。Q3與Q4又形成一個Current Mirror,因此Q3與Q4的射極電流也相等。Q4與Q5的射極也串聯在一起,輸出極由此點取出,在無信號輸入的靜止狀態時,Q5的射極電流,也必然等於Q4的射極電流。如果,所有的NPN電晶體都屬於同一編號,所有PNP電晶體都是NPN電晶體的互補對稱電晶體。則,輸出點的靜止電壓,(Q5的射極)比Q1的射極高一個N-P Junction電壓降,即-0.6+0.6=0伏特。Q1的靜止電流為(Vcc-0.6)/R2,而Q2 Q3 Q5的靜止電流,都等於(Vcc-0.6)/R3。在動作上Q1是射極隨耦放大器,Q2 Q3用以供給Q4 Q5的偏壓,而Q4 Q5則仍為射極隨耦放大器,以PUSH-PULL方式輸出。調整R3的大小,可以決定Q4 Q5的靜止電流,如果負荷阻抗很低時,可以把R3的阻值減少,以免產生B─類交叉失真。即使負荷阻抗很大,R3也不應選得太大,否則會形成B─類輸出,在動作上雖無影響,可是會造成惹人厭的B─類音色。

  或者,可以說這個電路,是一個Darlinton式的射極隨耦PUSH-PULL A類放大器,因此可以應付大振幅的信號,HI-SLEW-RATE的特性原因即在此。比單晶體式的隨耦放大器特性要好得多了,羅哲設計的電路,最喜歡使用此類的隨耦放大器,尤其用以製作儀器,特別在此推薦給讀者。

四、三音路分音器分頻點的決定

  所有前面所提到的,在「我」文裡頭都是枝節,算是羅哲興之所至亂蓋一點電路,以下的部分,才是與音響有關的主題。

  平常我們都說人耳的聽頻範圍,是從20Hz到20KHz,實際上以樂器來說,音域最廣的是管風琴(Pipe-Organ),其基音(Fundamental)可以從16Hz到8KHz。如果把各種樂器的泛音(Harmonics)也考慮進去,以頻譜分析儀分析的結果,則其範圍大多分佈在16Hz至16KHz之間。總計是10個八度音程(octave),即16-32-63-125-250-500-1K-2K-4K-8K-16K。最簡單的三音路分配法,就是平均分配法,即每一音路分得3.3個octave。假如我們實際音樂信號,當作像PINK Noise一般頻譜平均分佈的狀況,則三個音路的承受功率必須都一樣。事實上,工作頻率越高的揚聲器口徑越小,口徑越小的揚聲器承受功率越小。比較合理的分佈法是將越高頻的揚聲器,工作頻帶越縮小,才是合理的分配法。於是重新分配成,低音分配到5個octave,中音分配到3個octave,高音分配到2個octave。則分頻點變成500與4KHz,即低音揚聲器工作於16至500Hz,中音揚聲器工作於500Hz至4KHz,高音揚聲器工作於4KHz至16KHz。當然,要製作一個工作頻率低達16Hz的低音揚聲器,實際上有其困難,或減少一個八度音而從32Hz開始是有可能的。則低音揚聲器工作頻帶將為4個octave,以鋼琴為例,最低音為27Hz,如果以27Hz為最低工作頻率,則為4.3 octave。如果,又考慮線路設計上的方便,將中高音之間的分頻點,移到5KHz,則中音揚聲器將負責3.3個octave。高音揚聲器如果只工作到16KHz,似嫌不足在電氣上似乎可以延伸到20KHz,則高音揚聲器的工作範圍將是5KHz至20KHz,仍然是2個octave。重新安排之後的分頻點因此定為500Hz與5KHz,工作頻帶將是4.3:3.3:2 octave,這在以後將考慮到的功率放大器的最大功率輸出能力,有著相當重要的關係,以後自有討論。

五、分音器的實際設計

  分頻點既已決定,分音器的設計就只是套公式而已,尤其是刻意的將分頻點,定為5KHz與500Hz,而成10倍關係,只需套一次公式算出一個分頻點,另一個分頻點以乘以十倍或除以十倍,即可獲得。雖然是偷懶,可是偷得有道理,有經驗(自誇臉不紅)的工程師,就擅偷這種懶。

以500Hz為分頻點計算如下:

   f=500Hz=1/(2πR1C1).

  設R1=15K

  則C1=1/(2πR1f)=1/(2π×15K×500)=2.12×10⁻⁸=0.0212μ

  C2=√2C1=0.03μ

  C3=C1/√2=0.015μ

  R2=R1/√2=10.6K

  R3=√2R1=21.2K

   取近似之標準值為:R1=15K、R2=11K、R3=22K、C1=0.22μ、C2=0.033μ、C3=0.015μ

  分頻點為5KHz時的電阻值保持不變,僅需將所有電容值,減少至1/10倍即可,得:

  C1=0.0022μ、C2=0.0033μ、C3=0.0015μ

  得到如Fig.2之線路,所有的電容值除交連電容之外,一概使用Mylar電容。記住,所使用的電晶體,必須是NPN-PNP互補對稱型,電流放大倍數要是同一等級者。如果能使用小信號,低雜音型者更佳。使用正負12伏特的雙電源,因此電晶體耐壓有25伏特以上即已足夠。照線路所示,Q2 Q3 Q4與Q5的靜止電流,大約都在1.5mA左右。如果把電源電壓提高,靜止電流將會增加,但是動態範圍將可以提高。照圖示數值,不產生截頭失真的最大振幅,將可以達到20Vpp,應當是非常足夠的。

  每一個緩衝放大器消耗電流,大約是3至4mA之間,構成一個三音路分音器,需用到五個緩衝放大器,立體聲的情況下是十個緩衝放大器,消耗電流將會是30至40mA之間。小型電源變壓器即堪應付。但是為了降低雜音干擾,穩壓電路的使用是絕對必要的。穩壓電路到處都可找到,在此從略。

  試製完成後,實測頻率響應曲線如Fig.3所示,大致上與設計值偏差不遠,誤差原因主要來自零件數值得不正確,例如應當使用10.6K電阻者,在此使用的是12K,而不是更接近的標準值11K,因此-3dB的頻率大多偏低。另外中頻帶的平坦部分,大約只有-0.2dB的插入損失,緩衝放大器的高阻抗特性,確實無誤方能致此。這個線路的HI-PASS部分,在輸入頻率高達1MHz時,輸出還能保持在20Vpp -2dB的程度,在小信號時則在1MHz時根本看不出有何衰減出現。以200歐姆做負載時,與空負載時,輸出的偏差量少於0.5dB,其低輸出阻抗確實無誤。

  電子分音器的每一音路,應當都各具一個Level Control,以供匹配高、中、低音揚聲器的不同效率之用,在此省略,而由功率放大器內的音量控制來代替。

  在「我」文之一,羅哲原定製作的分音器是4-WAY方式,在此換成了3-WAY,原先預定使用的揚聲器,現在也都暫時擱置。因為羅哲現已轉行從事揚聲器製造業,將以全部自製的揚聲器來壯大聲勢,使得更加符合「我的音響系統」這個主題。

轉載音響技術第63期MAR. 1981 全晶體三音路電子分音器/我的音響系統──之六/羅 哲

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