春到人間,百鳥爭鳴

  站在技術者的立場,理想的追求與完美的渴望,遠在其他慾望之先,或廢寢忘食,終日沉醉在自己的幻境裡。今天,有心玩高級音響的玩家,再也不必望而不敢求了。連續來的幾款好電路,真足以令人興奮而躍躍欲試之。

  揣度數年前,不懂歐姆定律而自己裝擴大機的困境,真格兒的是到達發燒的境遇,其 AMP 也燒,人的額頭冒汗也燒,所存絕非僥倖之心,而乃蓬勃之意志與火旺的朝氣。今,略悉理論與幾許簡單的定律,也願諸君共習之以對付看了額頭就冒汗的悍悍大敵→擴大機。且,今時,今地的美好時光──2N3055 滿天飛,比起往昔的 2SB56 到處追,不知是美夢初醒,亦是尚雲遊四海哩!遂趕緊收拾各期音響技術,前後觀之,上下翻之,玲瓏悅目之前級後級真非昔日所能與比擬,而高級唱盤調諧器與喇叭,亦精緻細膩,美妙、多姿。乃欲溫當年故情,抓起最近期的一款電路(41 期 110 頁),讓它由前燒到後,由頭燒到尾,不是燒烤雞,而是希望燒出純熟的技術和火旺的心胸。

溫度領域,甲類最優

  赤道熱的風潮,燒遍了香港,燒遍了東南亞,不知何時(我不知道),已燒到了美麗的寶島台灣,該不是最近開放出國觀光的觀光客帶來的吧?暫且不管這些,而這一股熱潮,確確實實的湧進了音響技術的樂園。

  我們知,A 類放大器,不單溫度比 B 類來得高,連其他的特性也超過 B 類而無不及。這正是 A 類比 B 類更值得信賴的條件。B 類擴大機之所以弄得人心「慌慌」,原因也在,就是它忽冷忽熱的脾氣不定,一旦熱了,也就弄得人兒不知所措。就生態學而言(其實我不懂什麼生態學),一物體本身的溫度若變化太巨,總是很有可能會發生不太好的事情,A 類擴大機,一旦要它幫你作工,她一定是「熱」心的,而且毫不放鬆,一旦「涼」了也就完了。

  我們講了這麼多,相信諸君對 A Class 的脾氣也少有了解,接著就是著手開刀的開始。

Q1:40W class A Amplifier 靜態電流 1.6A,何故?

  B 類擴大機的靜態電流,大約在百餘毫安而已,所以流過功率晶體的動態電流變化量,遠再靜態電流的數十倍,就以同樣 40W 的 B 類擴大機比較之,A 類的動態變化量與靜態量之比,僅 1:1,而 B 類不然,恐有 30:1 之譜,以下計算之。

101 在 8Ω 負載上欲得 40W 的功率,必須有 P×R=32018Vrms 的電壓,我們這個電路是屬推挽式輸出,故單端的電壓最大值就有 18V×1.414=25.5V 了;電流峯值可算出:25.5V/8Ω×3.2A.

102 答案可得,靜態電流設定在最大峯值電流的一半,為 1.6A 無誤。

Q2:電壓 ±32 伏,夠 40W 輸出?總供應電力又該多少才夠?

103 前 101 計算出最大單端峯值輸出電壓為 25.5V,若電晶體飽和電壓設為 2V ,然後再加上 2V 的餘裕,供應 ±32 是合理的,不過,這 ±32V 電壓必須是加載後的直流供應電壓再扣掉漣波的峯值電壓。

104 就概論之,靜態消耗電流 1.6A,靜態消耗功率就有 32V×1.6A×2102W 之譜,再加上最大輸出功率 40W,供應電力至少要 140W 才夠。

105 綜合上項所計算之結果,效率就可得知 Pout/Pin×100%=40W/140W×100%28.5% 與 B 類的 65% 相較,的確有所差異。

Q3:輸入阻抗 40KΩ,如何得之?

106 很多擴大機的輸入阻抗,可以輸入端的直流偏壓電阻之值,直接判定,而某些電路則不然,此一 40W 擴大機就是一典型的例子。見圖一,Q1 BASE 所接之直流偏壓電阻是 10KΩ,何以說是 40K 呢?在開環路增益有限的擴大機電路裡,往往不能全藉回輸來穩定電路,而是在開環路時,電路架構就有必要力求完整如此,得到穩定偏壓後,就可不虞其他因素的干擾。這個電路的接法,就相當於單晶體的靴帶式放大電路,見R5 R4 C2 與 R3 的接法,可得知,又令 Q1 BASE 和 Q2 BASE 之交流電壓為等值,R3 上就已分得 Q2 電壓的 ¾,所以 R2 上的電壓僅有輸入電壓的 ¼ 而已,如此一來,對輸入而言其等效阻抗就變成 40KΩ 了。

 

Q4:開環路增益、閉環路增益與頻率響應特性之判定?

107 開路增益的計算,在擴大機線路裡算是較罕見的,而且判斷起來也有趨複雜,尤以半對稱電路,更是無從估量。現就此一電路作淺險的探討。見圖,把由輸出端接到 R5 的一線切掉後接地。先求 Q1 的電流增益也在 50 之譜。次求 Q5 之電流增益,Q5 Emitter 屬接地狀態,故也以 50 計算之。後求功率晶體之電流增益,Q7~Q10 為達靈頓接法,Hfe 必在 3500 以上。遂得總電流增益違50×50×3500=8750000。這當中 Q4 是恆流源,所以視為無窮大阻抗,而 R4 上之電流變化量亦小,從而省略之。

108 求出了電流增益,電壓增益也就很容易得之。就概論言,輸入阻抗等於輸出阻抗時,電壓增益就等於電流增益,若輸入阻抗小於輸出阻抗時,電壓增益就大於電流增益(形同單晶體電路的共射電路),而輸入總抗大於輸出阻抗時,電壓增益就小於電流增益了。為使開路增益的輸出入阻抗與閉路增益相同,以得到同條件下的相較特性,故輸入端,先串上 40KΩ 電阻再說。得電壓增益為 8Ω/40KΩ×8750000=1750=65dB.

109 閉環路增益的計算。此閉環路之電壓增益為(R5+R4+R3)/(R4+R3)=10.43/0.43=24.2527.6dB.

110 回輸深度為 65dB-27.6dB=37.4dB=74 也就是說,擴大機本身放大 75 份訊號中就有 74 份拿來當回輸訊號,而剩下的一份作為輸出之用。

111 頻率響應的關鍵,就擴大機而言,常處在功率放大級。此電路中,影響頻率響應的功率放大晶體處在 A 類工作區,所以響應非常穩定,不必藉回輸來把響應曲線拉直,又有 41 期 109 頁中所述,C4 之前置接法,僅有極少的相移度,恐怕談不上 TIM 失真。

112 阻尼因素。阻尼因素的大小,常取決於因輸量的多寡,上面我們曾談過回輸深度為 74,故阻尼因素也就是近於這個值了,當然若 Q1 Q2 及 Q5 的 hfe 有所變動,阻尼因素也會跟著變化了。41 期 112 頁中述及其阻尼因數為 300,並非不可能之事,只要 Q1 Q2 Q5 之 Hfe 皆為 100,則阻尼因數就已提高到 296 了。所以我們討論這些問題,無非使電晶體特性的選擇,更有明顯的定論。

Q5:幾個恆流源對電源漣波的抑制作用,如何產生?

113 一般擴大機電路,欲得到偏流,常使用電阻器與電壓源來產生,藉 I=V/R 的公式而得,然而,其電源很少有穩壓供應的,所以漣波電流也就因漣波電壓而產生。在 FET 的 Gm 特性裡,可得到當VG 固定時 IDS 也相當於固定值,IDS 所接受 VDS 的變化很少,見圖中 Q11 與 D1 D2 就是最明顯的例子。Q11 自地點取得電流而通過本來就具有穩壓作用的 D1 D2,然後再由 Q3 Q4 截取其穩定之電壓以產生穩定之電流,Q3 產生的恆流源經其集極而分別源自 Q1 和 Q2 的集極遂使 R6 上的漣波為之抑制,Q4 和 Q5 亦均為共射放大,它們的 VBE 電壓和 IB 電流之漣波均被抑制,且 IC 對 VCE 之感應程度亦甚小,它們的訊號經功率晶體就輸出了。

114 若一擴大機在開路的情況下,就做妥了漣波抑制(Ripple Rejection)的工作,則閉路時的漣波因素就更小了。

115 設開路測得的漣波量為 300mV rms, 則閉路時的漣波量為 300mV rms/(閉路時的阻尼因數),

116 以上所言,均為就概念而言所得的結果,若代入完全理論公式討論,就變得繁複了,而得到結果也相去無幾。

117 上述由 Q3 到 Q1 Q2,然後又到 Q4 Q5 的靜態定電流的產生方式,均包含有 Ic 及 Vce 的參數。我們在電晶體的 Ib-Ic-Vce (hfe 特性曲線)參數曲線中所見到 7 條不同 I3 所產生的 Ic 對 Vce 曲線若呈水平於 Vce 座標,那就表示了這電晶體的電源雜音抑制量的多寡了。所以使用 Curve Tracer 測試電晶體,這一點因數也必需予以考慮。

電路演算的基本法則:

  我常想,把眼睛牢牢的盯住電路圖要遠比抓著烙鐵扶著下巴,愣在那兒來得強多了,或許這和貼緊自己的耳朵於低音喇叭上所享受的樂趣是不相上下的,您認為呢?

  看電路,我們知道 Q1 和 Q2 是差動放大器,Q3 Q4 是兩個恆流源,Q5 是電壓放大器兼司 Level Shift 的功能,Q7 Q8 Q9 Q10 是功率晶體,Q6 是偏壓電晶體,而 FET Q11 亦是一只恆流源,這幾許概念想必大家是具備了的。站在電源電路的立場而言,這擴大機是負載(編者註:這個觀念太重要了,但願洪飛先生寫一篇擴大機對電源的負載特性敘述擴大機電源的要求,以饗讀者)既然是負載,電流就是由正到負流,圖二表示整個電路圖的所有電流流向,當然這樣只能表示靜態的動作點,然而若能完全正確的判定圖中各元件電流的流向,則對檢修與調整的工作就輕而易舉了。以下再說明幾個電壓原則:

  1.NPN 電晶體 VBE 0.7V

  2.PNP 電晶體 VBE -0.7V

  3.二極體順向電壓 0.7V

若電晶體用作開關,則不能以上面方法判別,又圖中的 Q7~Q10 是達靈頓電路,也不能直接判定,所以 Q7~Q10 的 Vbe 電壓有 ±0.7V 和 ±1.4V 兩種可能,留做待會兒討論。我們已隻道電流的流向和幾個晶體元件的電壓,就足以計算它的動作狀態了。

01: 求 Ic(Q3)?

電流由地點經 Q11 R9 前 D1 D2 達 V-,在 D1 D2 上產生 1.4V 的壓降,所以 Q3 射極電阻上的壓降顯然是 0.7V,IE(Q3)=0.7V/330Ω2mA=Ic(Q3)

02: Q1 Q2 是差動放大器,故 VB(Q1)VB(Q2),且 Ic(Q1)Ic(Q2),所以 Q1 和 Q2 能平均分得 Ic(Q3)的電流才算正確,即 Ic(Q1)=1mA.

03: Ic(Q4) 約為 Q4 的射極電阻 R10 上的電流,約著於 0.7V/100Ω7mA.

04: 在靜態狀況,I(R14)I(R15)所以 Ic(Q4)是經由 Q6 的偏壓網路而源自 Ic(Q5),也就是 Ic(Q5)Ic(Q4)7mA,Q5 hfe 以 50 設定之,得 IB(Q5)=140uA,則 R6 上的電流就是 Ic(Q1)-Ic(Q5)860uA 又 860uA×R60.58V 和 Q5 的 VBE 電壓相近。

05: 設 Q1 Q2 的 hfe 為 50,則IB(Q1)IB(Q2)1mA/5020uA,R2 上的壓降為 20uA×10K=0.2V,R5 上的壓降為 20uA×10K=0.2V,顯然的,Q1 和 Q2 的 hfe 對稱度相當重要。

06: 判斷 Q7~Q10 達靈頓晶體的符號是圖三 a 或者 b 已知靜電流為 1.6A,得 R16 上有 0.8A 流過,壓降為 0.544V。這麼一來略去 R14 和 R15 的壓降不計,VCE(Q6)=VBE(Q7)+V(R16)+V(R18)+VBE(Q9)先設這一群晶體是如圖(三)a 之接法,則

VCE(Q6)=1.4V+0.54V+0.54V+1.4V=3.88V

又計算 R13 上的壓降為

V(R13)=VCE(Q6)-VCE(Q7)-V(D3)-VBE(Q6)=3.88V-1.4V-0.7V-0.7V=1.08V

現再設IB(Q6)=0 則 I(R12)=I(R11)+I(R13)I(R12)=0.7V/750Ω0.93mA

I(R11)=(3.880-0.7V)/4.75K0.669mA

I(R13)=1.08V/2.2K=0.49mA

所以 I(R11)+I(R13)=1.159mA

現在得到的結果是 1.159mA0.93mA 我們判定這是可能的誤差。

07: 設 Q7 到 Q10 是如圖(三)b 的接法,則

  VCE(Q6)=VBE(Q7)+V(R16)+V(R18)+VEB(Q9)=0.7V+0.54V+0.54V+0.7=2.48V

  V(R13)=2.48V-0.7V-0.7V-0.7V=0.38V

  I(R11)=(2.48V-0.7V)/4.75K=0.37mA

  I(R13)=0.38V/2.2K=0.172mA

  I(R11)+I(R13)=0.542mA0.93mA,我們判定這是不可能的誤差。

08: 結論 Q7~Q10 為圖(三)a 之接法。

09: 靜態偏壓偏流的分析與演算不上十個步驟就告成了,接下來我們來討論更有趣的動態演算。

10: Ic(Q7+Q8)peak=3.2A,前有探討過,若把 Ic(Q5)=7mA 來推動 Q7 Q8,我想是合理的,故得 Ic/IB=3.2/700uA4500。

11: 結論 Q7~Q10 這一群晶體的 hfe 最好在 4500 以上(於 Ic=1.6A 的狀態下測得),因為它們是達靈頓接法,故每個單晶體約略的 hfe 值是 4500=70,這樣的值,我想並不過分。

12: 輸入阻抗的計算:

  因 Q1 和 Q2 是差動放大器,(前已有述),故 VB(Q1)=VB(Q2)

  V(R3)=VB(Q1)×(R3)/(R3+R4)=VB(Q1)×0.767 所以 R2 兩端的交流電壓為 V2(Q1)-0.767×VB(Q1)=0.233 VB(Q1)、也就是流經 R2 的交流電流為 0.233 VB(Q1)/10K,設VB(Q1)=1V rms,則 (R2)=23.3uV,再將 VB(Q1)/i(R2)就是 R2 的交流等效阻值,=42.9K

  R1+42.9K45K 就是輸入阻抗了。

13: 高頻端的 -3dB 點的計算。

  假設開路頻率響應為無窮大,則 GAIN 為原來的 0.707 的頻率點可由下式算出(IF AVNORR5/R3+R4)Xc4=R5,1/Wc4=R5,1/2πfc4=R5

  f=1/2π C4 R5=1/2π×40P×10K=397KHz

14: 低頻端的 -3dB 點的計算,亦如上式之解法

  Xc2=R3+R4,f=1/2πC2(R3+R4)=1.68Hz

15: R20 和 C5 是此擴大機的高頻負載,得以補償電感性喇叭負載所產生的相移。

16: A 類擴大機溫度算是比較高的,所以所有電阻使用低溫度導數的金屬皮膜電阻,比較有利。

17: D3 為溫度補償用二極體,最好裝在散熱器附近,作為熱回授。

結語:

  在廠家用功率輸出的巨大及電路複雜的程度來標榜其產品的優越時,不免讓我們心理上蓋了一層虛擬的印象,玩音響的同好們還有喜好自己裝的朋友們,相信大家都共同具有自己正確的觀念。功率的大小不能用作好壞之比,元件的多寡更和好壞牽扯不上關係,當我需要兩瓦時,兩瓦才是最好的,當我需要一百瓦時,一百瓦就是最好的。

  本文只作淺顯的探討,盼有興趣作這一項「開刀」的同好,能同相揣摩,共同發表大家的意見,相信會帶來更多美好的結果。

轉載音響技術第43期JULY.1979 A類40瓦擴大器電路淺析/洪 飛

    全站熱搜

    蘇桑 發表在 痞客邦 留言(0) 人氣()