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  作者在上期發表以K146這枚低噪音Dual FET仿製YAMAHA代表作C2後,在本期將繼續以它對另一優異線路進行仿製。與C2線路比較起來,本期線路顯得比較簡潔──主要得力於IC之採用,取代了第一級以後大部分的晶體──除此而外,為了達到DC放大之目的,線路中加入了DC伺服單元──不過作者從不以為放大器能輸出直流或超低頻是有必要的。

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  如圖一,是本次仿製之原設計線路,由圖中可看出相當地簡潔,總共只用七枚晶體(實際上則只有5只),二只IC及數量不多之電阻電容組成──您還有印象的話,當能看出圖一並不陌生,本刊在69期所推廣製作之LM394 MC唱頭放大器,基本上與本線路如出一轍,只不過該MC線路更簡潔而已。

  由於K146之低噪音特色,因而被泛用於線路前端如MM、MC唱頭放大器。在本機線路中,K146與其上之K150合成第一級放大,其靜態電流由下方的2SC1222晶體組成之恆流源決定,恆流量約3mA在一般常見日本線路中,連著兩只FET串接使用之例子並不多見,並且K150之接入方法也不尋常──常見之例子,是在輸入晶體之上方加入一組串級放大,或一組電流鏡,或兩者皆備如YAMAHA C2──K150之作用,可以從兩方面來考慮:

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(1)當它與56K電阻配用時,如圖二,K150是當作恆流源使用,電阻之目的,在分隔K150之G、S電位(請特別注意56K電阻之位置),而在實效上則幾乎為短路,因而使K150之接法與一般測FET之IDSS時並無差異;

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(2)當它與二極體配用時,如圖三,K150是當作串級晶體使用,可大大改善單用K146充當第一級放大晶體時所發生的失真。這樣看來,K150應當是同時具備了上述兩種功能。不論原設計者本意如何,作者以為這是很漂亮的一個設計。

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  K150之輸出直接交連到TL071,後者擔任了第二級電壓放大。在一般情況,K150應有兩種輸出方式,即單端(不平衡)輸出及雙端(平衡)輸出,前者如圖四,後者如圖五圖六,讀者當可發現,圖六其實由圖四演變而來,將Q1未用的非反相輸出端拉一線到Q2之反相輸入端(別忘了Q2 E極也是輸入端)。可知K150與TL071之連接方式與圖五相同。事實上,K150對TL071不一定非以平衡方式輸入信號不可,即如圖四之方式,僅令K150取出反相信號送入TL071之反相輸入端,而使TL071之非反相輸入端下地亦可達到放大目的,可是在此情況下,K150與TL071便無法做DC交連了(為什麼?),因此在食用要求下,兩者以平衡輸送方式完成交連便成為唯一明智的選擇。

  K150上方之兩枚3K電阻是K150之輸出阻抗,亦是TL071之輸入阻抗。在TL071兩輸入端間,跨接有兩只反向並接之二極體及一組高頻相位網路,前者可對輸入之信號起限制作用而保護IC,後者可防止振盪。若令TL071之輸出信號直接用為本放大級之輸出端,則將有兩個明顯的缺陷:(1)Amp將會有較大之輸出阻抗,不過由於負回授作用,會使之降低到可以接受的情況;(2)輸出能力微弱──TL071之最大輸出電流不大,無法供應在大輸出時低阻抗源需求之信號電流,因而容易發生失真──B647A與667A之加入,便輕易地解決這兩種困難了。

  為了達到DC放大之目的,此處又加了中點伺服線路,除了使放大器輸出端恆保DC零電位以外,並對超低頻起很大程度之衰減作用──以上是本線路之分析說明。

  在進行仿製之前,應就原設計中各零件之採購是否容易以及各數值之設定是否合理作一番考慮。在晶體方面,可說是我們試製以來,最不令我們費心的一次,因為只要五只晶體,並且除了2SC1222以外,都容易在電料行買得到,萬一買不到或另有打算,則可以規格相當之代用品換用,例如2SK146,2SK150可以低噪音的FET如2SK30A,2SK106,2SK117或比較罕用的2SJ68,2SK130,2SK151(後二者都不便宜)代用,它們都具有低噪音特色,由於工作電壓低,因此只要選擇IDSS相同之兩只FET匹配使用便可勝任。2SB647A/2SD667A是Ic=1A、Pc=0.9W級之多用途晶體,用為前級之輸出晶體非常適合,因為工作電壓低,因此即使用2SA872A/2SC1775A這類小信號晶體也毫無問題,比較適當之代用晶體有2SA817A/2SC1627A或2SA965/2SC2235等。由於本省比較少用,也許不容易買到,幸好它只是恆流晶體,與訊號無關,只要是低噪音晶體,都可以代用,如2SC1775A、2SC2240等。二極體方面,使用了1S1588與1N4003兩種編號,前者可以1N4148代用,後者照用即可,若考慮到不同廠牌之品質差異(雜牌子極多),乾脆也換用1N4148,依線路來看,用1N4148這類偏壓二極體毋寧比1N4003要更適當得多。IC方面,由於TL071本身性能極其優越(比LF356還好),價格低廉兼又容易買到,作者以為最好不要隨意換用NE5534或LF356等更低噪音之IC,因為TL071本身已經有夠低的噪音水平(著名之QUAD44前級即以TL071為主體),並且由於它在本線路擔任第二電壓放大級之角色,其失真顧慮要優於噪音,因此TL071應是最佳選擇,至於另一只擔任伺服控制之TL071若要求更好的話,可以換用LM308A(它是儀器級的OP IC,溫度變化所引起之電壓漂移基本上可視為不存在),否則TL070也足夠使用了。

  在零件數值方面,K146與K150因串接之故,工作電流相同,具由恆流源2SC1222射極電阻決定,其設定值約=0.6V/220Ω=2.7~3mA左右,即每邊約有1.5mA電流。在輸入端採用普通雙極電晶體,信號源負載47KΩ之情況下,通常設定在0.1mA以下,而FET則較大,甚至達數十倍以上,以YAMAHA C2為例,美編約4mA──一般FET在低噪音要求下大都有相當大的電流設定範圍,K146自然也不例外,無變更必要。K150上方兩只3K電阻係擔任信號之負載與阻抗源,由於TL071採平衡式輸入,因此兩只電阻只要數值相同,則阻值亦有極大設定範圍,但顧慮到高阻抗可能引起S/N比劣化時,這兩只電阻便不能設定得太大,此處採用3K值,則在靜態時,兩只3K電阻上之壓降應為1.5mAx3K=4.5V,且兩邊相同。TL071之反相與非反相輸入端間有一組RC高頻相位修正網路,其轉折點達338KHz(同樣狀況,YAMAHA C2超過1MHz),由於這組網路在解決高頻振盪,因此如果線路沒有振盪,而波形也無失真的話,並不一定非裝不可。TL071之輸出直接送到輸出級之偏壓中點。本電路中,偏壓源是以兩只二極體串聯使用,偏壓值由流過其上之電流決定,在1.5mA的情況下[(15V-0.6V)/10K=1.44mA],大約只有0.6V之壓降,因此偏壓源只有1.2V,在此情況下,輸出級晶體之電流必定很小──如果二極體之VD及VBE晶體之相同的話,則晶體之靜態電流為零,根本不合要求,幸好一般偏壓二極體之正常導通電壓都略大於晶體之VBE,其電壓差由射極電阻承受,因而能有部分靜態電流。在圖一之情況,電壓差可能小於0.05V,射極電阻為15Ω,因此靜態電流將在3mA以下(甚至不到2mA,而同樣情況,YAMAHA C2高達20mA),夠嗎?──夠與不夠,得看其負載阻抗而定。在一般負回授設計之Amp,其負載阻抗主要有二:(1)下級電路之輸入阻抗,通常至少在10KΩ以上;(2)Amp內回授網路之阻抗,這兩種呈並聯狀態。以圖依而言,其EQ網路之AC阻抗,低到前所未見的程度(比Mark Levinson JC-2更低,而JC-2有數十mA之靜態電流),如圖一,0.062u與0.22u電容在1KHz(及10KHz)之容抗各為2.56KΩ(256Ω)及723Ω(72Ω),因此這網路之阻抗在1KHz時為(1.2K//2.56K)+(13K//723Ω)+68Ω=817Ω+685Ω+68Ω=1.57K (10KHz時為350Ω,20KHz時為220Ω)。當本Amp對下級電路輸出1V 1KHz時,輸出晶體要向EQ網路輸送1V/1.57K=0.64mA之信號電流,20KHz時則要4.5mA(此時B647A/D667A恐怕已應付得捉襟見肘了),這還只是1V輸出而已,如果輸出加大,情況更糟,因此輸出級之工作電流便有加大之必要(起碼也得5mA,此時可在A類工作方式供應約10mA)。

  如何提高電流呢?前面提過,工作電流由二極體VD及晶體VBE之壓差,以及射極電阻決定,提高壓差與降低射極電阻都可以加大電流,例如射極電阻可由15Ω降至5Ω,此時電流大約加大3倍(但5Ω之金皮電阻並不便宜),10KΩ電阻可降低至5K甚至更低以提高VD而增加VD與VBE之差距,其次亦可將偏壓二極體由2個增為3個或4個(此時射極電阻應酌情加大),均能有效提高電流至合理程度。

  除此而外,原設計對本線路之增益也安排得太過偏低,以1KHz為例,只有1.57K/68Ω=23倍,與一般50~100倍之值相去甚遠,此舉固可降低若干噪音但卻與其他訊源如卡式座、收音機難以匹配;雖然原作者採補救措施將一般十倍放大器增益提高到21倍,但對其他訊源而言,卻嫌太大會有過荷之虞,因此我們可以將增益重新分配,令EQ Amp為50倍,FLAT為10倍,則總放大率與原先之21x23=483倍相去不遠。此時,EQ網路可設定到與上期仿YAMAHA C2值一樣,而落地電阻由68Ω改為200Ω(60倍)到(50倍)之間。

  為了使Amp之中點穩定,因此加入了中點伺服單元,並且為了不使信號以外之超低頻從Amp輸出,進一步將濾除點提升到直流點以上,以圖一而言,其轉折點是159/(150x0.22)5(Hz),即5Hz以下頻率-12dB/OCT衰減。至於以5Hz做為轉折點是否適當,作者以為是見仁見智之事,一般說來,在FLAT Amp以及一般POWER Amp講究的是足夠大的頻寬與低的相移特色,在此前提下,其低頻截止點可以定得極低,則在音頻範圍內不會有可聞的相移失真,但EQ Amp如果也向FLAT Amp將截止點定得低,則來自於唱盤、唱臂、唱片之低頻率的震動、共振等將經EQ輸出,並沿FLAT、POWER而直到喇叭,這樣反而只有壞處而已,因此美國RIAA協會在原有舊的唱片等化曲線中之三個時間常數75uS(2.12KHz),318uS(500Hz),3180uS(50Hz)外另加入第四個時間常數7950uS(20Hz),用意即在濾除這些不應有之信號,並且適合絕大部分唱盤、唱片之異常輸出,如果截止點定在5Hz,則5Hz以上到20Hz間之頻率(來自於唱臂共振與唱片不平引起之抖動)仍會到達喇叭,如此則無濟於事(當然,不是每種唱盤唱臂均如此)──在符合新RIAA曲線之要求下,伺服單元之RC數值可修正為R=100K、C=0.075uF或R=150K、C=0.047uF。

  FLAT Amp與EQ Amp大略相似,僅除去2SK150及部分RC零件,其線路如圖七,在此不再重覆分析。

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作者愚見以為,FLAT Amp其實可照圖一使用,但TL071兩輸入端間之RC零件值(100與0.0047u)可稍稍修改,二極體則可考慮除去,伺服單元之轉折點可依原設計或定得更低,後者只要加大電阻或電容之一者即可達成。

  零件之採購與試製都很容易,困難的是PC之設計。每一聲道有兩只IC,Stereo情況下便有四只,要想完全避免跳線幾乎不可能,以前作者供應的PCB SM-224S(串聯式電壓穩壓器,以IC擔任誤差控制),不久前仿製之Amcron DC-300A,以及本次試製之PC,都免不了需要一二條跳線。作者放棄了做雙面設計之考慮,乃因跳線極少,而非IC部分,從不曾用過跳線,如此一來,也可減少一些顧慮。

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  PC之圖樣如圖八,所有零件之腳距儘可能完全符合零件尺寸,例如電阻、二極體毋需使用工具,只需徒手將其接腳自然折彎,即可插入。至於調輸出中點之VR,則採用三種尺寸,除寬度共為0.5公分外,長度既有0.25、0.5、1公分三種,可適用於Nobel、Alps、Bourns等優質VR。除此而外,雖然設計採伺服單元,但輸出中點在長時間開機下會有些微漂移仍是難免,除非絕對必要,作者寧願在輸出端串入一枚電容,以免開關切換時出現令人不快之必剝聲響,因此作者將輸出端之零件,330Ω修改為47u(BP)//0.01(PP),0.01uF電容則改為100K電阻。

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  試製時採用採用之線路如圖九,各零件在PCB上之位置圖十。必須說明的是,作者在試製時,因疏忽將圖一中伺服單元輸出端之11K電阻照值代入,結果測試時在中低頻(600Hz以下)出現高達-1.5dB之誤差,其他頻段在1KHz以上,則仍在±0.1dB內。此乃因圖一中之EQ網路值已修正,而伺服單元之輸出電阻依然未換之故,再將該電阻改為100KΩ後,一切恢復正常。

  作者自發表Amcron DC-300A之仿製以來,經常接到讀者來信詢問PC板之事,這一點作者要請讀者同好原諒由於受到一些因素限制,以及希望更好的想法,PC板無法立即供應,因此不能肯定那些數值是最好的,進一步之修正或許也會進行,但絕不至於留一手,一旦您試製時有些問題,作者很樂意與您討論,作者深信,在與您討論中,或許還能獲得一些東西。

  試製毫無困難,詳情留給您自己體會吧!

轉載音響技術第95期NOV. 1983 黃氏出擊之五/2SK146再出發/黃 氏

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