AT-96-001  

  近年來由於科技的突進,各式專為音響而開發的半導體元件層出不窮,低噪音、低溫度係數的金屬皮膜電阻到處隨手可得,就連一向為發燒友視為珍品的WIMA電容,居然也各種數值齊全;這與數年前的情況相較,真是不可同日而語。但也因排除了選擇元件困難的因素,使得目前音響放大器的架構,有漸趨一致的感覺。您不信嗎?!考慮如下問題:您覺得A類放大器好嗎?還是AB類(甚或B類)較好?若要您設計電路,您初級會選用雙差動呢?還是單差動?您喜歡用恆流源嗎?電流鏡的特性您一定用得很愉快吧?!串疊式架構您覺得如何?動態A類偏壓您試過沒?浮壓式後級您一定看的心癢癢的?!達靈頓晶體?都用過好幾百回了?!CR式前級?我最喜歡聽了?!NF式前級?您覺得PRO-214、PRO-218如何?併聯式穩壓?嘿,High speed呀!PRO-1515?這最好用不過了,還有......等;如何,這些架構是否耳熟能詳?您再翻翻最近所謂的一些新機種,是否也是一些雙差動、串疊式輸入等等?所謂「完美理想放大器的終點站」即將來臨,一點都不錯!

  但話又說回來,不理新機種,目前銷路仍相當好的一些名機,其線路架構卻仍是十幾年前老掉牙的玩意兒,何以音質、音色皆不遜色?(有些還有過之而無不及)仿一台來試試;奇怪,何以仿又仿不出來??

  以McIntosh為例,輸出變壓器打死你都仿不出來;上回黃氏介紹的那四連VR,想用幹的都幹不到,更別談去仿了!

  名機最難仿也最好仿,好仿在於線路簡潔無比,難仿在於特殊元件千金難尋!

  既是如此,難道新機種皆千篇一律,無什新奇之處?非也!YAMAHA公司的點子可不少!筆者並非相當欣賞YAMAHA,相反地還常常嫌其過於繁複;但無可否認地,YAMAHA求新求變的態度相當積極,他們並未否定基本的理想放大器架構,也採用最新最適用於音響的元件,但他們似乎認為以目前好的基本架構仍未達到心目中理想的境界,遂時時提出新理論新見解。這些觀念,筆者認為創意盎然,十分欣賞,以下以其二款新機種(一為前級,一為後級)來品嚐他們精心的設計。

新線性轉換線路

  YAMAHA認為一般放大器在輸出級部份,因受晶體參數、電阻係數及誤差值等影響,其正電源端流經NPN晶體流過來的電流。這個結論筆者非常同意,各位音技的讀者若有存疑不妨就身邊的前後級試試正負兩端的靜態電流是否相等。但同意歸同意,因筆者並非什金銀耳朵之輩的,實在沒聽出有何不同,且因從未想出解決之道,故而儘管心裡不舒暢亦無可奈何。YAMAHA的工程則大有不同,筆者相信他們必經一番實驗、修正,提出了新的線性轉換線路。

AT-96-002  

  參考圖一,這是YAMAHA的新線性轉換線路(New linear transfer circuit),姑且以NLTC簡稱之。NLTC的作法是由輸出級晶體的射極電阻上抽取電壓,經過一比較控制器,以調節偏壓網路的偏壓。依此線路,則在兩個射極電阻上的總壓降(I1●RE+I2●RE)將會保持一定。以公式來導:

  I=靜態電流,Io=輸出電流;則I1+I2=2I,I1-I2=Io,故I1=I+(Io/2),I2=I-(Io/2)。

AT-96-003  

  顯然,由於NPN晶體與PNP晶體所造成的射極電流差異,剛好將輸出負載電流區分成兩個相等而向為相反的部份;圖二顯示晶體的轉換特性已有相當程度的改善,這種改善,具YAMAHA宣稱,將會在音質上有很好的效果。

AT-96-004  

  圖三即是YAMAHA NTLC在實作上的線路,Tr3、Tr4為SEPP輸出晶體。Tr1、Tr2即NTLC,依上述原理將可確保二個射極電阻RE的壓降保持恆定。相信嗎?不妨試試!

AT-96-005

即時等化器

  這是YAMAHA C-70前級的另一創見,一般的RIAA等化器如圖四所示;考慮若在高頻時其RIAA網路上的C是否阻抗將趨近於零?求求圖四的轉換特性:

  設T為轉換特性函數,則T=(RE+RIAA)/RE當頻率升高時,C的阻抗趨近零;故RIAA網路的阻抗趨近於零,則T=1+(RIAA(=RIAA(=0Ω)/RE=1,T絕對不會小於1;結論,有error!

  YAMAHA的即時等化器(Real time equalizer)則可謂是針對上述缺失所提出的劃時代技術。說它是深奧,線路上看起來卻又實在很簡單;但說它簡單,這觀念卻又十分有價值,我想專利法的形成,大概就是有鑑於此吧!

  AT-96-006  

  參考圖五,所謂的即時等化器概略可稱之為NF-CR型RIAA,惟其CR型RIAA網路處的R、C值取得頗費心思;以數學式來看:

  T=((RE+RIAA)/RE)●((ƞ●RIAA)/(ƞRE+ƞ●RIAA))

   =((RE+RIAA)/RE)●((ƞ●RIAA)/(ƞRE+ƞ●RIAA))

   =RIAA/RE

  顯然可見的,若頻率極高,RIAA網路的阻抗等於零T=(RIAA(=0Ω)/RE=0可獲得正確的RIAA特性曲線。

AT-96-007

參數式音調控制網路

  圖六為YAMAHA參數式音調控制網路方塊圖,OP1及OP2組成一個0dB的反相器,OP3、OP4則構成一帶通濾波器。

  這是一個頗好玩的玩意兒,先一部份一部份來剖析;考慮如下網路(見圖七):

  AT-96-008  

  設Z1為串聯網路的阻抗則Z1=(1/jωC)+R,

  設Z2為並聯網路的阻抗則Z2=(R/jωC)/((1/jωC)+R)=R/(1+jωCR),

  則V2=V1●(Z2/(Z1+Z2))

  轉換特性函數T=V2/V1=Z2/(Z1+Z2)=(R/(1+jωCR)+R+(R/(1+jωCR))

  化簡之,得T=1/(3+jωCR+(1/jωCR))

  則在平衡頻率時(即balanced frequency)fo,jωoCR)=0

  jωoCR=1/jωoCRωo2=1/C2R2ωo=1/CR

  2πfo=1/CRfo=1/2πCR

  故在此時T=1/3。

為了彌補在fo時的損耗,OP3被設計成具3倍的放大率,故OP4、OP3形成一0dB的帶通濾波器。

  這個結論若由另一角度來看則相當有趣,因在平衡頻率時輸入訊號與輸出訊號是等電平的,換句話說,就是在平衡頻率時輸入與輸出間可視為沒有阻抗;其作用有如LC串聯共振網路!(參考圖七)

AT-96-009  

  圖八是將圖七代入原參數式音調控制器的簡化圖。依此簡化圖可得如下結論:

衰減: 將Level可變電阻移向左邊,則此時T(S)與R523成array作用,故OP1的輸出將變為最小衰減作用產生。

提昇: 將Level可變電阻移至右邊,則T(S)與R521成array作用,故OP2的輸出為最小OP1的輸出變成最大達到提昇的作用。

直流伺服放大器: 日本的大部份機器皆有DC servo線路,C-70中DC servo線路運用在其EQ及VR控制上。此DC servo網路亦即常用的積分網路,旨在控制放大器輸出端出現的直流電位為零伏;因無什新奇之處,就此略過。

作業系統式的音量控制: YAMAHA的音量控制這名稱實在令筆者費解,它這音量控制的全名叫Operation system as volume control circuit。但剛好筆者主修的名堂是電腦,拿電腦中O.S.的觀念來用在音響上,筆者卻又用不得當,我想還是把C-70 manual上所表達的意思全數照抄為宜!

AT-96-011

  此作業系統式的音量控制乃利用改變一反相放大器的負回授量,及改變其放大率的程度來達成;參考圖九,假設VR有所移動,則反相放大器的輸入電阻Ri及回授電阻Rf將同時有所變動,故其放大綠意將改變,是故達到音量控制的效果。這個作用跟O.S.有何關聯??想不通!還是看點別的吧!

AT-96-010

RIAA放大器: 前文所述揭示C-70中較為特殊的創見,以下來看看其又是如何將之作realize!參考圖十,C-70前即提供MM direct、MC direct及其他Phono的輸入選擇,當選用MM direct及MC direct時,輸入選擇開關是無作用的,若由Phono 1及Phono 2作唱盤輸入,則提供有MC阻抗100Ω及47KΩ的選擇;除此之外還尚有100PF、220PF及330PF的選擇,以搭配47KΩ唱頭各種不同規格的需求。

  線路中TR211、TR212、D126及D127用來將預穩級中尚可能存在的電源殘餘雜訊濾除,以供給初級線路最純淨的直流。Tr101至Tr125為MC EQ放大器,Tr127至Tr151則組成MM EQ放大器;由於此二者基本架構可謂完全雷同,擬以MC EQ放大器作個討論。

  整個MC EQ放大器,可將其視為由三個OP組成。第一個OP由Tr101、Tr103組成,輸入信號經由R103(R105)、C103(C105)分送至Tr101及Tr105的基極,放大信號由其集極取得。注意,此二集極直流壓降相差甚大,一偏正另一偏負,故在集極輸出處須加上1uF的電容以作為耦合。C111、C113與R120組成一個約為5Hz的-6dB/octave濾波器,去除所有低於5Hz以下的訊號,以減少不必要的低頻。Tr105至Tr125組成第二個OP,Tr105是一級差動,Tr111及Tr113是另一級差動,Tr109和D101則構成電流鏡負載網路,輸出級由達靈頓型式的Tr119至Tr125組成SEPP推挽式輸出。Tr115與Tr117則為NLTC部份,作用在確保落於R163及R165的壓降和恆為定值。IC101則是第三個OP,其專司伺服作用。C117、C119、R135、R137、R139、R141為NF型RIAA,R175、R179、C135、C137則為CR型RIAA。依即時等化器的作法,筆者認為NF型RIAA處的RE應是(R111+R131)//(R113+R133),而CR型RIAA的ƞRE則應是R173;來計算一下理論是否正確。

AT96-027  

Real time equalizer,結論顯然無誤!

次音頻濾波放大器及O.S.音量控制器

  次音頻濾波放大器由Tr169至Tr183組成,其基本上是屬於一個0dB的緩衝放大器。因輸出端有一回授路徑經R307回到輸入處,故約於15Hz以下之頻率將受到C205、C207及R311等濾波網路的影響而呈-12dB/octave下降。此線路相當罕見,筆者一時也未能充分了解,茲簡略分析如下:

  Tr169及Tr171分別為P通道及N通道的FET,兩者閘極併在一起構成一互補對稱型式的輸入級,Tr173及Tr175則與之組成串疊式組態;C221及C223提供Tr177、Tr181及Tr179、Tr183一種類似AC的靴帶式作用,D133及D135則用以防止輸入過荷現象。另D137、D139則是用來對晶體Tr177及Tr179做溫度補償用的。次音頻濾波放大器就此打住,接下來看看O.S.式的音量控制。

     AT-96-012  

  前文雖曾概略提及O.S.式音量控制,但無實際路線與之配合,總是不知如何處理;現有圖十一原機線路圖,我們再將其倒過來劃出其方塊圖以助了解。

  圖十二即是C-70 O.S.式音量控制的實效方塊圖,VR110即為音量控制器。由此方塊圖知,當VR110有所變異時,放大器的增益亦將隨之改變,故以R349並聯在VR110的兩端,以作為補償用途。

AT-96-013        

  又因在電源剛開或剛關時,都將造成Tr185導通,此時若VR位於最小的位置,則將有最大的負回授量產生;此對於放大器的動作並不太好,極易造成不穩狀況,故此放大器對於高頻時的增益被設計成R353/R345;如此放大器的穩定度即可大幅提高。

  至於線路的架構,則頗類似PRO-217;初級由Tr191加上Tr187、Tr189組成串疊式輸入,D113則提供此cascode晶體的偏壓。輸出訊號送至下一級差動,Tr197、Tr199則是此級的串疊晶體。Tr207、Tr209是輸出推挽式晶體,Tr203、Tr205則為此級的NTLC網路。至於IC103為何?很簡單,DC伺服線路是也!

邏輯控制線路

  C-70前級除了上述幾項功能外,尚具高通濾波器、緩衝器及參數式音調控制網路、耳機放大器等,惟基本架構音技的讀者鐵定耳熟能詳,故筆者不擬對其再佔篇幅,還是看些好玩的以新耳目。

AT-96-014

  先看看輸入選擇線路。參考圖十三,由於各訊號原被選擇時所經的路徑完全一樣;且以phono為例作一說明。

  假設目前所有的輸入選擇開關皆在open狀況,則IC801的第2腳經由R801、R807被拉往高電位第1腳則因R813接往ground而呈邏輯「L」的位準。當Phono switch被按下時,擇地2腳被拉往地電位;因NOR閘的特性為「當兩個輸入皆為L時,輸出為H」,故此時IC801之第3腳變為高電位,此高電位將使晶體TR801導通,故phono繼電器通電流,此舉將造成phono輸入的開關接通(此開關位於圖十三右手邊),於是phono指示燈亮起,而表示了目前所按之switch為phono switch。

  至於phono訊號的路徑,則仍經由同一繼電器推動另一未表示在圖十三的開關來達成,惟該組開關並未出現在manual上,就此略過。

AT-96-015  

  接著來看看控制音控部份的邏輯線路。參考圖十四,當音控開關位於open狀況時,IC802的第12腳經由R837、R836拉往低電位,第13腳則經由R832被拉往高電位;當音控開關被按下去時,IC802的第13腳立刻變為低電位,故其輸出PIN(即第11腳)將變為高電位。此高電位將使晶體Tr808導通,故音調控制繼電器通電流。巧妙的設計出現了,當音調控制繼電器導通後,繼電器的接點跳至ON的位置,此造成IC802的第12腳接往高電位,故第11腳又變為低電位,於是晶體Tr808又截止,故此時同一開關若再按一次並不會有任何改變發生;換言之,欲使音控開關ON,您就必須按照上述手續,否則C-70將永遠保持其目前的state,直至您手續正確為止!

  靜音開關與disc direct的原理與音控開關大部份雷同,是故此處不擬贅言,我們來談談記憶功能。

  C-70的記憶功能有個先決條件: 必須在disc direct開關ON且靜音開關OFF的狀況下才能成立。假設C819上述條件成立,在假設C819上所存的壓降保持大於然納二極體D814(約3V)的壓降,則當電源開關開啟時,晶體Tr811為截止,故IC802的第8腳及第9腳為高電位,故其第10腳為低電位。因這PIN直接接往IC804的第6及第10腳,而此時之電位又為低電位,故對IC804而言,其維持剛剛存在的state;換言之,IC804維持了在power OFF以前的狀態故具記憶功能。

  此記憶功能並非真的能記憶,若C819的電壓放完電或所存之電小於D814的3伏,則IC802第10腳為高電位;與上述狀態剛好相反,故C-70將會「記顛倒」狀態;您必須重新設定您的開關,否則只好將就一點,將錯就錯,認了罷!

  不過話又說回來,依特性看這應算是記憶功能,又是電腦用battery backup, C-70用電容所存的容量來維持而已;故筆者認為,若將C819改為電池,C-70大概就不會記錯了!

  麻雀雖小,五臟俱全,C-70所俱備的功能實在太強了;何年何月國內的廠商也能提供一台令人稱之為充滿創意而功能齊全的前級??

零失真規則(ZDR)

  除C-70外YAMAHA還特別標榜了一台後級──M-70的宣傳標語為從「減少」失真到「零」失真──YAMAHA革命性零失真規則放大器,如何,是否甚有興趣?趕快來看看吧!

  ZDR網路包含一個失真檢知網路和一個加法器,其被安插在產生交叉失真輸出級的前面,請參考圖十五;我們來導導ZDR的公式吧!

AT-96-016

  設D為前一級中所含失真的成分,則放大器A輸出端的訊號應當等成負載上的訊號Vo減去失真訊號DVo-D。因放大器A為射極隨耦器,其放大率=1故放大器A輸入端的訊號亦應等於Vo-D。故K放大器輸入端的訊號即應等於(Vo-D)-Vo=-D1且其輸出可得=-KD。

  此-KD的訊號經加法器與Vi相加剛好即是放大器A的輸入電壓,故Vi-KD=Vo-D,於是可得Vo=Vi+(1-K)D。

  此即ZDR的公式。注意,失真訊號已被乘以(1-K)倍,故若K=1時,顯然失真成分D已消失無踪;換言之,放大器不再有失真產生矣!

AT-96-017  

  圖十六即M-70中ZDR的線路,其中Tr101、Tr103為+1放大器,Tr127、Tr129為另一個+1放大器,Tr131至Tr149為功率放大器的輸出級,Tr105至Tr119則為K放大器。依此分析,可得ZDR在M-70中實作上的block diagram:

AT-96-018  

   參考圖十七,R169並聯R171串聯R319,R269及功率放大器的最後一級形成一個電橋,若此電橋處於平衡狀況,則輸入訊號將不會出現在K放大器的+、-兩輸入端(非反相及反相輸入端),換言之是什?僅失真成份(即前文的D訊號)被送至K放大器!

M-70的驅動級

  M-70的精華──ZDR相信是一個十分值得推敲的零失真系統,有空時實在有必要實際試試它的威力。不知音技的後級是否亦有PRO追擊系列?若有,是否有可能推出具ZDR功能Amp??且讓大家拭目以待!

AT-96-019  

  ZDR看完,順便來看看M-70的驅動及部份。筆者一見此線路心中立刻亮起一個名詞──X放大器!!您大概聽過X放大器這名詞吧!音技前好幾期(忘了是哪期)曾介紹過X power,您不妨溫故知新一下!

  TR901是一個P通道的FET,它的組態是源極隨耦器;把一個源極隨耦器組合在全對稱互補放大器中,顯然對電源的排斥力極佳,這大概是配合X power所精心設計的。Tr903、Tr905是Tr901的串疊式晶體,Tr919及Tr921則屬共射極組態,Tr911、Tr913及Tr915、Tr917分別為其串疊晶體;可以想見的,此線路頻率響應必然甚佳。

  線路中Tr907、D901及Tr909、D903皆是恆流源,D911、D909則是Tr923、Tr929的溫度補償元件,至於Tr923、Tr925及Tr927和Tr929又是一級串疊式組態;一個驅動級,上上下下全用串疊式晶體,您一定沒試過吧!!

AT-96-020  

  整體完整線路圖如圖十八所示,注意Tr155及Tr157;當Normal時M-70由一組低電壓供電,若訊號電壓將超過電源supply voltage時,Tr155、Tr157導通,立時改由高電壓供電;正是X放大器的特點!!

轉載音響技術第96期DEC. 1983 YAMAHA的NTLC與ZDR/蕭文權

    全站熱搜

    蘇桑 發表在 痞客邦 留言(0) 人氣()