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  從SF-106N電路圖中很容易看出閉環路增益的計算方式,其值即約略為:R2/(R1+R2)x(R15+R16)/R16=47K/(1.2K+47K)x(27K+1.2K)/1.2K=22.9倍。若換成dB值,則為20 log 22.927.2dB。答案已經得到了,非常簡單,雖然這值不是非常精確的,但卻是接近準確值不遠。

  如果要按部就班的尋求閉環路增益大小的解法,則要先具備有基本運算放大器的概念。見圖一這個基本運算放大器只有三個腳,這三個腳當中有兩個腳是輸入端,有一個腳是輸出端,這是有別於普通的放大器的。從SF-106N電路中找尋圖A中等效的三個腳位,就是分解電路的第一個步驟。

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  AA: 找尋第腳,正相輸入腳。在運算放大器中,正相輸入腳的意義就是當加一訊號在此腳位時,這訊號會被放大而呈現在輸出端,而且輸出和輸入的相位是相同的,因而謂之正相輸入腳。在SF-106N電路中,它的位置就是在R3和R4的交會點,此點即為等效的運算放大器的正相輸入腳。

  BB: 找尋第腳,反相輸入腳。在運算放大器中,反相輸入腳的意義就是當加一訊號在此腳位時,這訊號會被放大而呈現在輸出端,而且輸出和輸入的相位是相反的,因而謂之反相輸入腳。在SF-106N電路中,它的位置就是在R13和R14的交會點。

  CC: 找尋放大器的輸出點,此點即為SF-106N電路中的OUT端。

  有了上述三個步驟中所尋找得到的三個點,就可以確立這放大器的結構了。見圖B,圖B中的電阻是從SF-106N電路圖中抓來的,經過這麼一變,放大器就只剩下一個輸入點,而另一輸入點卻變成回饋點了。像圖B這種結構是為運算放大器中的基本結構之一,叫正相放大器,它的增益大小就相當明顯了。訊號輸入後經R1和R2分壓後呈現在運算放大器的「+」輸入端。如果運算放大器的增益為無限大,則其輸出端之訊號經R15、R16分壓後回饋至「-」輸入端,會使放大器的「-」輸入端的訊號強度和「+」輸入端相同,同時也因為這種作用,運算放大器的「+」輸入端的阻抗變的相當高,可以不必計算它的「併聯效應」。其回饋網路所構成的是為直流全回輸之形態,所以若在輸入端加入直流訊號,在輸出端並不被放大。R15和R16所形成的增益為(R15+R16)/R16,而R1和R2所構成的增益則為R2/(R1+R2),兩值相乘即得到R2/(R1+R2)x(R15+R16)/R16的結論,此值和原先計算的22.9倍相符。

  一個運算放大器的開環路增益往往在60dB~120dB之間,大概在10³倍至10倍之間,要看運算放大器內部的結構而定。見圖C,把運算放大器之其中一輸入腳接地所形成的運算放大器,從輸入訊號及輸出訊號之值所計算得的倍數就是開環路增益,雖然開環路增益的值往往並不十分穩定,而且也會隨工作頻率的變化而變化,但我們在討論其略值時,往往只考慮在1KHz正弦波時之值。

  一個原先為閉環路結構的放大器若改成為開環路來使用,則會有幾個現象產生:

  A: 增益變得很大,但不穩定,亦易隨頻率而變,而頻寬變得很窄。

  B: 輸入阻抗變小。

  C: 輸出阻抗變大。

  如果把SF-106N以開環路的形態來分析其增益的大小,先得把回饋點接地,但為了要維持其值流偏壓的穩定性,我們只需將R16短路即可,簡言之,SF-106N電路中,只要把R16這枚電阻短路,馬上就變成開環路工作之形態,它的增益會變得很大。我們現在就一級一級的來分析它的增益:

  Q1之增益為1.5K/150Ω=10倍。

  Q5之增益,很難料定,隨負載而變,故留待下回分解。

  Q7之增益(電壓)小於1。

  Q9之增益(電壓)小於1。

  如果輸出端接8Ω負載,而Q7、Q9、Q8、Q10之hfe各為100,則Q5 collector端所呈現的阻抗為8Ωx100x100=80KΩ

  Q5的增益可求得為80KΩ/220Ω=363倍。

  總增益約略為Q1的10倍和Q5的363倍之乘積為3630倍,約為71dB。

  因為電路為全對稱的結構,所以正半週負半週分析所得的結果應該是一樣的。

  輸入阻抗之大小為R6xhfe=150Ωx100=15K之半即約為7.5KΩ

  輸出呈現電流源的形態。所以應該是無窮大輸出阻抗,放大器的增益在負載為無窮大時,電壓增益亦為無窮大,但負載為0Ω時,增益為零(不過輸出負載為0Ω時相當於短路狀態,會燒掉功率晶體)。

  現在我們再來看看由SF-106改成的L類放大器結構。

  第89期67頁L類後級放大器乃是SF-106電路的改良,用以改善其效率,所以比SF-106多出的零件共有34個: 電晶體x10、然納管x2、二極體x6、電阻x14、電容x2。

  從第68頁的電路圖中,當工作電平未達供應電壓的半壓時,Q15的電流是自+VL經D9到達集極(負半週時亦同理),但當工作電平達到供應電壓的半壓以上時,Q15集極的電流一定要藉Q17之導通電流才行的通,但回過頭來分析其Q17上的壓降,不得了!

  R31/(R31+R27)xVH+VBE(Q21)+VBE(Q19)+VBE(Q17)=R31/(R31+R27)xVH+2.5V(min)這個值是相當可觀的。

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  見圖D,這是一個建議電路,它的優點就是零件數目少,只有增加18個元件: 電晶體x4、然納管x2、二極體x4、電阻x6、電容x2。並且由VH到Q15集極上的壓降可小於1V,這就等於提高了原有電路的效率。

  本電路唯一要顧慮的就是Q101、Q102、Q201、Q202皆可能達到飽和狀態,因此它們Tstorage的值會牽連到Q15集極上電壓與輸出電壓之間波形的關係,所幸Q15並不可能達到飽和狀態,所以對輸出之失真應無不良影響。

 

轉載音響技術第91期 JUL. 1983 洪飛漫談...SF-106N之開環路增益/洪飛

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