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  雖然A類功率擴大機的價格比一般的功率擴大機貴,同時輸出的效率也比較低,但那些絕對要求完美的音響發燒友們卻漸漸的對它提起了興趣和注意。因為A類放大器的音質及價值就是在於不管信號的大小或者過荷,它的輸出工作點都一定在線性放大區之內,無論是真空管或電晶體做成的A類線路,其工作特性都是隨著最平直的轉換函數(Transfer Function)和最廣的頻寬區域內動作的,可以說一般的前置放大器及低功率放大器都是運用此線路來工作。

  在大多數的功率擴大機線路中,除了推動級及功率放大級為了要取得較高的效率而採用B類及AB類線路外,其他的地方可以說都是採用A類線路為多。B類及AB類工作特性類似一種一推一拉的狀況(Apush-pull configuration),在輸出級中的一組功率晶體負責供給正半週的正電壓及電流,而另一組功率晶體則供給負半週的負電壓及電流。當正半週的一組在工作時,負半週的一組剛好停止,如此一正一負有效的交替工作著。但是這樣子動作時卻會有兩種缺點發生,就是在集極電流截流區域及正負中週瞬間轉換時是個最大非線性區。(譯註: 音響功率放大器一般都是用AB類線路以偏壓來調整正負兩組工作曲線的交接點,使合成曲線平直,但偏壓的穩定性及精確性卻不容易達到百分之百。)因此電晶體功率放大器設計者都是利用大量的負回授來修正這種非線性的失真,而通常都只能夠在低頻部份有所改善,而在高頻時,回授網路並不能做適當的修正,而且假如前端電路(Front end circuitry)過荷時,失真將更是增加。

  平常我們所看到表示總諧波失真及互調失真的數據並不能夠正確的顯示出輸出級不連貫的失真,因為數據的讀取實在是各種因素的綜合。假如有一個尖銳形交叉失真,其尖峰值為2%,而其波形面積只佔百分之五,則量度出來的交叉失真數據將是非常好的0.1%平均失真數據。當考慮到這項錯誤的因素時,我們將可明白為什麼有時候兩部同樣特性數據的放大器,聽起來卻會感覺音質並不太一樣。當我們認真的估計失真的情形時,必須把尖峯失真(Peak distrotion)和諧波失真個別考慮到。典型的A類放大器,它的諧波失真只發生在低諧次部份,同時它的尖峯失真只有平均失真數據的二分之一。而在AB類放大器中,它的諧波失真都較屬於高諧次部份,而尖峯失真更是高到平均失真數據的三倍。

  另一個常見於B類及AB類放大器中的問題是其正負半週不對稱得通導及截流時間,因為電晶體受激勵時,應該瞬間即跟著導電,或瞬間即跟著截流,然而事實上卻是延遲一段非常短的時間才開始導電或截流的。因此正負半週的電晶體在高速率變動時,將導致不對稱,頻率愈高時,輸出波形也失真得愈厲害。而在A類放大器中,無論如何,絕不會有不連貫性的非線性失真及通導截流特性的失真。它的平直轉換特性只產生低次諧波失真,而且在低電平輸出時,這種諧波失真更是無法測量到。

  線路說明  

  經過了以上探討的結果,我們終於發展了這8歐姆負載時能提供20瓦的小型A類功率放大器。它能夠在寬廣的頻率響應中表現出非常好的動作特性,同時在設計上可以說是簡單而穩定,能夠讓老手(Advanced constructer)以極少的成本及儀器來裝製完成。另外對於元件的代換,並沒有嚴格的限制,所以在選擇電晶體時,並不需要對個別的特性有所要求。

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  圖一為單聲道的基本線路圖。其輸入為一組差動電晶體,然後推動一個恆流源電晶體,形成電壓增益第二級,其輸出再推動三連的射極追隨輸出級,以供給最大的電流增益。電路上的四個電流源是同時用來增加放大器的頻寬與線性。雖然四個電流源的電晶體必須供給較多的電流,但它卻可使增益電晶體的工作點保持不變。圖一上的補償電容是供給線路上的阻尼以削減輸出端的過激(Over shoot)及鈴振(Ringing)。它的作用是反轉晶體放大器中所運用的延遲補償,因為它能夠由於產生內部高頻回授網路,而正確的減少瞬時互調效應。如同建立在伺服系統中的阻尼電路,在高頻時它的前端放大能滿足自己的回路需要,以避免前端過荷。

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  圖二為單聲道的完整線路圖,Q5 6 7 13 14 15 16等電晶體就是圖一上的四個電流源。其電流源的電流大小是受Q8的可調電壓所支配,而整個電路的穩定就是從R22取得回授而得的。一但經過適當的調整後,電流源系統將正確的固定在所調的電流值上。

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圖三為原尺寸的印刷線路板,圖四為元件位置圖。

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除了Q5及Q7電晶體必須加裝散熱片外,其他零件的位置都已經很清楚的表示出來了。當焊接時,半導體及元件應該避免過熱,對於高瓦特數的烙鐵及焊槍最好不要使用。如果照原廠零件及數值裝製時,應該不會發生問題,但是換用不同的電晶體時,C7及C4的數值必須改變以求穩定。方法是用100KHz的方波輸入,輸出端連接8歐姆無電感性電阻,然後用示波器觀察輸出波形。假如放大器須要表現更高的響應,則應加大C4或減小C7的數值。

  對於這種A類放大器來說,太大的散熱片並不算是浪費,而且要注意到通風設備是否良好。通常散熱是以風扇馬達來散熱的,如果不用散熱馬達時,則每個功率晶體必須接上100平方吋(約600平方公分即20cm x 30cm)散熱面基的散熱板。根據實際的經驗,假如要估計散熱的效果,您可以試試看當開基過了一段時間後,是不是可以用手去接觸,假如太燙了就表示散熱還不夠,如果手授德了的話就表示散熱已經可以了。另外為了要增加散熱效果,散熱板一定要緊緊貼在放大機底盤,還有功率晶體與散熱板之間的絕緣片,其兩面一定要塗上散熱矽油,並且份量要足夠,以增加散熱的傳導效果。

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  圖五為兩聲道的電源供給線路圖,其電源變壓器的初級線圈為多端抽頭以配合不同阻抗的負載。8歐姆負載時以105V抽頭為輸入點,6歐姆負載時以115V抽頭為輸入點,4歐姆負載時以125V抽頭為輸入點。當電源電壓為120V時,8歐姆負載時能夠有20W的功率輸出,6歐姆負載能夠有24W的功率輸出,4歐姆負載時能夠有28W的功率輸出。另外兩組橋式整流器也要加裝散熱片或緊貼底盤以防止整流子過熱。在放大器的輸出部份及電源部份的引線最好用16號電線(銅心直徑約1.3mm)其他地方的連線用24號電線(銅心直徑0.5mm)。此放大機的接地配線如圖六,其兩聲道的地線必須個別連接,然後接到公共地點落地。

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另外四個電源濾波電容的地線也必須用粗電線接到公共地點。其接地必須照圖上所示以求得最少雜音。圖上輸入點有兩個0.1uF電容接機殼是用來消除RF干擾的。

  試機及調整  

  當全機裝置好了後就必須進行調整,以得到最好的工作特性。調整時必須有示波器或者直流電壓表才行。在未調整之前,我們必須先把R16半可變電阻調到最大(即最小的偏流)。假如沒調到最大,則開機時偏流可能過大,而使負電源的保險絲斷路。假如半可調電阻調到一邊時會使保險絲斷路,則調到另一邊,然後換個保險絲再重新開機,看是否會再斷路?當不會燒斷保險絲後,就開始加入正弦波信號,在輸出端接一適當阻值的負載,然後用示波器觀察。加大輸入電平,使波形至開始切割的位置,然後慢慢的調整R16使正半波先切割,在取走輸入信號讓它開機十五分鐘,十五分鐘過後再輸入正弦波信號,調整使正負半週在過荷時能同時切割,然後又讓它開機十五分鐘,以肯定散熱片是否與周圍的溫度達到熱平衡。當沒有示波器時,用直流電壓表同樣可以來調整。其調整的根據是以量取R22電阻兩端的電壓而來的,當8歐姆負載時,調整R16使R22電阻兩端的電壓值為125mV,在6歐姆負載時,R22電阻兩端的電壓值為170mV,在4歐姆負載時,R22電阻兩端的電壓值為220mV。和用示波器的調整步驟一樣,開始時偏壓先調在稍低的位置,然後慢慢得調到適當的數值,其R22電阻的電壓值必須連續觀察半小時以上,當電壓值有變動時,就再調整R16,直到R22電壓值不再變動為止。

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  這部典型的擴大機只要採用一般的元件就可以順利的裝製完成,並不需要什麼特別的元件。而且圍一要調整的只是它的輸出偏流。圖七為此機在20Hz的方波響應波形,圖八為100KHz時的方波波形,圖九為在-6dB輸出(滿功率輸出的四分之一時)500KHz的正弦波響應波形。以上的波形都是經由一無電感性負載電阻取得的,另外當加上活性負載元件時,其輸出波形並沒有改變。當我們以10KHz的信號推動8歐姆的電阻及推動2uF的電容(註: 2uF 10KHz時的電抗剛好是8歐姆)時並不能分別出諧波振幅有什麼重大的不同。這部放大器不管是輸出端短路,或者輸入端信號過荷,都不會損壞到放大器。它能夠在任何的頻率及任何的阻抗下安全的操作。而其之所以能夠如此,是因為對零件的選擇較為保守,以功率晶體為例,工作電壓只是電晶體耐壓的三分之一,工作電流為電晶體最大電流的十分之一,消耗的功率也只有電晶體功率損耗能力的十分之一。

  經過多方面聽覺測試的結果,我們覺得它的音質實在超過了放大器本身所花費的金錢。它推動靜電是耳機時,聲音是如此的自然,一點也不勉強。另外,可以說沒有其它的擴大機比它更適合用在電子分音的高音放大。另外就是它幾乎可以視為一部儀器來作為評價前置放大器的工具,而比那些真正的工具更好用。

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原機特性

輸出功率: 20W/ch 8Ω, 24W/ch 6Ω, 28W/ch 4

頻率響應: 0.33Hz-500KHz+0 -3dB。

轉動速率: 30V/10ˉsec。

諧波失真: 在未削平前諧波失真只產生二次及三次諧波。其它諧波都在儀器測試能力(90dB)以下。

     16W時 20KHz 8二次諧波 -73dB(0.022%) 三次諧波-74dB(0.02%)。

     10W時 20KHz 8二次諧波 -75dB(0.018%) 三次諧波 -75dB。

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轉載音響技術第18期 JUN. 1977 裝一部全晶體A類擴大機/呂慶祥 (譯自AUDIO Feb. 1977)

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