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  本文第一篇於音響技術第十六期刊出之後,一位現在就讀於高雄工專的讀者竹青先生寫來一封信,他在信中非常深入地討論到一些有關SEA等化器之問題,這些問題是針對第十六期第七十五頁中的一段資料。該段文字的意思是說「等化器十個中心頻率的響應,利用十個滾動的電位器來控制,每一個電位器以中心為基準,可分別提升15dB或衰減15dB,也就是總共有30dB的變化。」竹青先生在信中說他曾對電路加以分析並實際測試,他發現計算之結果與實際測試之結果都與±15dB不符合,應該是±17dB。關於這個問題,正是筆者準備於最後的實際製作篇所要討論的,非常感謝竹青先生的來信,同時也希望所有對SEA等化器有興趣的朋友,如果發現拙作有任何錯誤或不妥之處,賜函指教。

電路設計之要點

  在第十七期的本文中,筆者已經指出所推介的SEA等化器電路屬於第四種接地型模擬電感結構,實際電路如圖1-a所示; 其等效電路則為一等效電感與一等效電阻所串聯而成,其數值分別為

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  以音響的頻率範圍來衡量上述的等效電阻與等效電感,假如電容C的容量不是很大在微法拉以下,而且R1>>R2的話,上面的式子可以簡化成

    Rs=R3

    Leq=CR1R3

  圖此圖1-b之等效電路可以進一步的簡化成如圖1-c所示之等效電路。竹青先生利用米勒定理(Miller Theorem)求得的SEA等效電路,其結果完全一樣。

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  模擬電感形成之後,只要再選擇一個適當的電容器Co來搭配串接在一起,如圖2-a及圖2-b所示便成為一個標準的串聯諧振電路。在電路理論中我們知道串聯諧振電路在諧振時,其阻抗最小,也就是說這個時候的阻抗Zr等於Rs也等於R2。除此之外,我還可利用等效諧振電路求得其他的電路特性,一為電路的諧振頻率fr,另一則為電路的Q值,依次分別列述如下: 

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  其中諧振頻率fr是電容C及Co的函數,它因選擇電容的不同而改變。雖它也是電阻R1與R2的函數,但是因為R2是等於電路在諧振時的阻抗,為了使這個阻抗保持一定,R2之值不可改變。R1雖可改變,但是其改變的程度目的是為了配合C及Co的改變,這個道理從電路Q值的式子中可看出。以理想的情況來說,如果要使每一個中心頻率的諧振電路都能獲得一致的頻率響應曲線的話,每一個諧振電路的Q值應該相同。Q值是R1與R2得比值乘上C與Co的比值之後再加開平方而得。原則上,在各種的諧振頻率,我們都可以保持R1與R2的比值不變而改變C與Co的比值來取得Q值得一致。然而,在實際的設計與應用上這是行不通的,因為常用的電容器之電容量都有一定的規格與標準,除非是特別定製設計使C與Co之比值能保持一定,要不然以目前常用的電容數值來選擇的話,C與Co之比值一定互有出入。例如,中心頻率為62.5Hz的諧振電路之C為0.068uF,Co為1uF,C與Co的比值為0.068。而中心頻率為31.25Hz的諧振電路之C為0.12uF,Co則為2.2uF,C與Co之比值為0.055。由此可見C與Co之比值便有了誤差。為了使兩個諧振電路的Q值盡可能相近,所以把62.5Hz的諧振電路之R1定為91K歐姆,而31.25Hz者則為100K歐姆。為了使讀者能有一個清楚的比較,筆者把原電路中諧振頻率與Q值之實際計算結果與原設計目標列於表一以供參考。

電路Q值之設定

  SEA等化器中頻率選擇諧振電路之Q值大概是在2.5左右,此由表一可以證明。

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事實上Q值之設定也是一個很重要的問題。因為一個諧振電路之Q值愈高,其頻率響應曲線便愈尖銳,也就是說其半功率點之頻帶寬度愈窄,這由頻帶寬度

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式子可知。一般來說,SEA等化器之頻率選擇分段愈多,其諧振電路之Q值便要高,反之,分段較少時,每一分段所要涵蓋之頻帶必須較寬,因此Q值便要減低。不過,Q值不能太低,否則在調整某一頻率時很容易干擾到鄰近的控制頻率。以一個octave(八度音程)頻率分段的方式,其Q值以2.5為最佳。

電路之電平控制

  常見之SEA等化器在各中心頻率的控制電平高達±12dB,有些甚至可高達±16dB。假如諧振電路的Q值響應曲線是以每個octave具有12dB的上升或下降斜率的話,已一個octave作為頻率分段的等化器,其電路的電平控制範圍應該要有±12dB以上。本文第一篇中所推介的電路因為是使用IC演算放大器,所以在設定電路的電平控制範圍方面非常方便。原電路中之輸入演算放大器,目的是已非常高的輸入阻抗來減低對信號的負載或分流作用。而其輸出阻抗之低更可輕易地推動後級放大電路。其電路增益為一,因此其作用主要是信號之緩衝或極性之反轉。第三個IC演算放大器與第一個之作用相似,是輸出信號之緩衝或極性反轉之電路。電平控制範圍之設定完全由第二個演算放大器來擔任。如果把第一個演算放大器與第二個演算放大器合併分析便可得到如圖3所示的等效電路。對於任何一個諧振頻率,其諧振電路所呈現的阻抗只是Rs,也就是等於1K歐姆。當滑動可變電阻往上移動時,緩衝級A1的輸出信號晶6.2K歐姆電阻與1K歐姆電阻分壓之後輸入A2演算放大器,這個時候A2放大器之增益為

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  當滑動電位器往下移時mA1緩衝級的輸出信號經由6.2K歐姆電阻加於A2放大器的正向(+)輸入端,這時候A2放大器的增益為

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  由此可知,SEA等化器能使每一中心選擇頻率之電平控制分別提升17dB或衰減17dB。竹青先生的來信便是針對這個±17dB的電平控制提出意見,他經由計算及實驗都證明一個事實: 如果電平控制範圍要在±15dB的話,圖3電路中之兩個6.2K歐姆必須換為4.7K歐姆。

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經過這種改變後,A2放大器之增益為

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  上述之差異,筆者在實驗過程中,為了改變電平控制範圍時便發現到了。也許,我們可認為這是原電路在設計上的小差錯,這種錯誤並不是電路結構上的,而只是零件數值選擇上的。在自行試製之情況下假如我們能知道,A2演算放大器之增益如何決定,增益之大小完全可以自行設計。

SEA等化器試製之經過

  SEA等化器之試製工作對筆者來說,可說是先後嚐試了兩次。第一次是在本文未發表之前,為了興趣,依照原電路及手中現有的十幾個雷神公司(Raytheon)演算放大器RC4136(或許能在舊貨市場找到,但筆者所有者是朋友贈送的)裝配起來的。一切因陋就簡,先到舊貨市場找了幾塊玻璃纖維板,利用奇異簽字筆畫出電路,自行蝕刻印刷電路,可想而知,這種機器之外觀是不能登大雅之堂的,自己打造的機箱不適於也實在無法安裝滑動可變電阻,只好安裝旋轉式可變電阻,使用起來實在毫無圖示型等化器那種感受。十六期的音響技術本文刊出之後,有不少各地讀者朋友來信或電話討論各種問題,當然,有興趣試製之朋友,最關心的問題,除了機箱之外便是電路所使用的零件如何取得。筆者把機箱的問題推給唐老編,而唐老編則要筆者尋找電路中所用零件之來源。對筆者來說,所有的零件的來源之中以四組式演算放大器IC及25mH的小電感為最困難,皇天不負苦心人,到目前為止,兩者都解決了,已LM324代替RC4136。為了證明與比較LM324之特性,筆者作了第二次的試製。唐老編為了日後能對讀者朋友提供服務,要求筆者把印刷電路板繪製出來,並且製成網版。

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圖4及圖5分別為等化器電路及電源供應電路之印刷電路與零件配置圖。

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圖6及圖7分別為等化器電路之實體圖及電源供應電路之實體圖。

  至於第二次是治所用之機箱,的確令筆者花了一番心血,首先是找來一塊經過陽極處理之鋁版,請一位專門於機械方面的朋友,用銑床銑出十道適合於滑動可變電阻的槽孔,再配上自己打造並噴上黑漆的機殼。由於槽孔只有十道,所以滑動電阻只好選用雙連式的。兩片印刷電路板及一片電源供應電路板裝於機箱之後得整部機器如圖8所示。

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電路之測試與試聽

  第一次試製SEA等化器所用之IC演算放大器式RC4136,第二次試製所用者則為LM324。經由儀器之測試,筆者發現兩者之特性幾乎完全一致。而實際之試聽,以筆者耳朵之鑑別力也無法分辨出有何不同。事實上,如果參考十六期中之資料,我們會發現LM324之各種電氣規格比RC4136是有過之而無不及。使用LM324時,如果嫌雙電壓電源,還可只用單電壓電源來工作,其特性毫無差異,應用非常方便。

後記

  唐老編早已開始為圖式型SEA等化器之機箱設計了。付諸製作應該是指日可待,有興趣試作一部來玩的朋友,這該是一項非常大的好消息。筆者目前還有少數詳細的資料,有興趣的朋友只要付回郵五元,當及奉寄。(編者註: 由唐凌先生所設計的圖示型等化器機箱,由於希望加入LED電平指示器及各項功能開關,有關系統接合及系統化之PC板均在設計中,讀者如有需要,稍後將由本刊讀者服務中心供應。另外,中壢愛韻音響社最近亦已製成該項機箱,需要者,逕行參閱本期廣告洽購之)。

轉載音響技術第19期 JULY. 1977 3 SEA等化器設計製作/邱輝雄

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