大家在聽過了MOS、SUPER A、5534的後級之後,不知會不會猛然想起那陪伴您多年,安全、平實、穩定的SF-106?106的穩定,和它低失真的特質是眾所皆知的,如今我們重新雕琢它,您將發現新的106N更是特立獨出。
雙差動的線路,對中點的漂移具有相當的免疫力,而且能容忍正負電源同時的變動,並且電路的對稱性良好、速度快、雜音也比單差動低3dB,如果能配用新式高線性的晶體,而且在補償和回授下點工夫,那更是如虎添翼。您信不信,只要相當低的花費,加上仔細的裝配,這個SF-106N將是任何擴大機所不能比的!這怎麼說呢?
一般的擴大機,要求低的總諧波失真(THD)、低雜音和寬頻率響應,而並沒有想到真正影響您聽覺的是擴大機瞬態信號的反應能力,也就是所謂TIM失真和相位失真。
筆者曾聽過一部Non-feedback的後級,用的是當今物理特性最好的法國3a reference喇叭,擴大機是真空管式,由微電腦控制偏壓,總諧波失真量達3%(比喇叭0.9%還高),但TIM不存在!二個小時下來,耳朵沒有感到任何一個不愉快的音符,樂曲的和諧、自然,真是舒服極了!當時我想,新台幣六位數花不起,可否動點腦筋、花點工夫,自己裝一部?
很幸運的,音技服務部剛好有修改SF-106的計畫,我便自告奮勇的接下來,服務部也提供了材料和技術上的支援。光是實驗用的PCB,前後就改了三次,而每一次都經過照相、縮小、製版等正式過程,使實驗室和實際裝配時的誤差減至最小!二個月的暑假下來,幾乎天天待在實驗室,也經常往返音技,忙得很,也收穫不少。
現在讓我們看看整個線路,如圖一,和原106比較,做了下列變更:
1.改為RET輸出
2.省去預行推動級
3.加上中點微調
4.除去保護電路
5.去除補償電容
首先決定輸出功率,按SF-2060的機箱設計裝配60W的擴大機最合適,所以功率暫定為60W。
基本工作條件
●輸出負載:假定為8Ω
●輸出電壓:√8Ω×60W=22VRMS
●輸出電流:22V/8Ω=2.7ARMS
●輸出峯值電壓:22V×√2=31V
●輸出峯值電流:31V/8Ω=3.9A
●預計供給電壓必須大於±31V,且加上R30 R31的損失和Q9 Q10的飽和電壓及Q7 Q8的飽和電壓和電源的內阻等等,估計大約要加上±35左右的電壓,即10%左右的修正量。
●電源變壓器的次級電壓:35/√2=24.7V,即25-0-25之變壓器。
●電源變壓器之電流:應在2.7A以上,愈大愈好,至少在滿載時的輸出電壓不應低於25V。
電流設定
●RET之靜態電流:50mA(由我們調整)
●RET之峯值集流:3.9A
●RET之靜態基流:50mA/55=1mA
●RET之峯值基流:3.9A/55=70mA
根據TIM之理論,推動級最好能工作於A類,即靜態和峯值電流為1:2。照此,則推動級的靜態電流則高達35mA,消耗為35×35=1.2W,則推動級非加上大型散熱片不可。但是不是非得這麼作才能達到低TIM的效果呢?這實在是個值得商榷的問題!我們不妨變通一下,將R28 R29與輸出端不相接,如此一來,只要Q9或Q10中有一個導通(事實上不可能同時off),R28 R29上便有一壓降,Q9 Q10既然不可能同時off,在整個過程中勢必有一電流流經R28 R29,也就是Q7 Q8永遠處於on的狀態,這樣一來,便有點類似A類,只要我們選擇良好的晶體,那麼因晶體非線性引起的失真就可避免。如果我們讓R28 R29流過15mA之電流,則
R29=1.2V/15mA=80Ω,在此我們只計算Q9和Q10的VBE,而將R30 R31的壓降忽略因為只有0.44Ω×50mA=0.022V,太小了。
在設計時R28 R29各用39Ω,用兩支串聯的目的,再於設計PCB時對稱較好看,且如果有人想拿它來裝前級(很好的主意!)也很好改。
當然您也許會說:為什麼不學106,輸出改為達靈頓?這樣勢必會增加一級的相移,尤其是高頻,恐怕不穩定,既然一開始就想要減小相位失真,電路當然愈簡化愈好。
接下來設定電壓級和差動級的電流,這兩級電流的決定,一般都是根據經驗,或乾脆抄其他的線路,就算按傳統方式設計,古時候的擴大機,為了拉直頻率響應和降低雜音,所以將這兩級的增益設定得很高,而且差動級的電流安排得很低;而我們為了降低回授量,所以把這兩級的增益壓低,為了提高SR,所以把差動級的電流加大。
請注意差動級加入的射極電阻,事實上這四支電阻是降低TIM的主因,非常重要!看圖二,差動放大的等效網路如(b),其A電壓增益為:
在106中,RE1=1.2KΩ,hie≒4KΩ,若hfe1=200,當RE1=100Ω時,hfe‧RE1=20KΩ,如此一來AV幾乎等於½(hfe1‧Rc1/2hfe‧RE1),也就是(Rc1/2RE1)。實際計算時,當hfe1由200增至400時,其AV之變動量只有2%;RE1愈大,變動量愈小,若不接RE1 RE2,則變動量高達11%,可見這支電阻有多重要。而這支電阻的介入,也使得增益降低很多,因為它增加了級內的回授量,如此一來,不但高頻趨於穩定,而且在輸入突發的信號時,有足夠的電流去對下一級的Cob充電,如此SR提高了,自然有助於降低T.I.M失真(dv/dt=i/c)。
電壓級的射極電阻也提高了,其目的也是為了改善線性,尤其是我們想拿掉補償電容,因此就不能不特別留意高頻的穩定性。經多次試驗,決定差動級的電流為1mA,而電壓級為3mA,如此流過R10 R9的電流即為2mA,所以R9=R10=(3.5-0.6)/2=17.2KΩ,可用18KΩ。而流過R20的電流為4mA,因此R20上之壓降為4mA×220Ω=0.88V,跨於R5兩端之壓降即為0.88+0.6=1.48V,因此R5=(1.48V/1mA)=1.48K,可用1.5KΩ。
偏壓網路的設計
設計這一級的條件有三:
➀是在3mA的電流時,所產生的端電壓要大約所推算所需恆壓的數倍以上,由於後頭串接了四個電晶體的VBE,所以恆壓源產生的電壓應大於0.6×4=2.4V,以保持Q9 Q10的導通。由零件表上可知3mA×(2.7K+0.5K+0.68K)=11.64V,以大於2.4V數倍。
➁在跨上所需之恆壓數值時,流過R21 VR1 R22的電流應為Q11 Ib的時倍以上,若Q11的hfe為50,則Ib為(3/50)=0.06mA,而2.4V/(2.7K+0.5K+0.68K)=0.61mA,已經為Ib的十倍了。
③可調範圍約±20%就足夠了,當VR1轉至最底時,Vac=0.6×(2.7+0.5+0.68)/0.68=3.4V;VR1轉至最上面時,Vac=0.6×(2.7+0.5+0.68)/(0.68+0.5)=1.97V;VR1轉至中點位置時,Vac=0.6×(2.7+0.5+0.68)/(0.68+0.25)=2.5V;也就是VR1大約放在中點位置便可調出偏流來。
其他設計上的細節如R25 R26是緩衝之保護電阻,R3 R4 R13 R14有助於四個差動晶體的平衡,回授電解電容上並聯小電容以改善高頻,輸出端1.2KΩ和500pF之電容組成低通濾波器,防止高頻信號進入擴大機而引起擴大機的高頻過荷,其-3dB點為1/(2πR1C1)=1/(2×3.14×1.2K×500pF),大約為260KHz;電壓增益為(R15+R16)/R16=(27+1.2)/1.2=23.5倍=27.4dB;低頻截止點為(1/2πR16C5)=0.6Hz。整個電路的開環電壓增益約1000,也就是60dB,故NFB為60-27.4=32.6dB,這樣的回授量,就改善頻率特性和失真而言,已經足夠了。阻尼因素(D.F)大約為100左右,而大家所關心的SR,如果電壓級、推動級和功率級的Cob分別以2pf 20pf 100pf 估計,按(1/SR)=(1/SR1)+(1/SR2)+(1/SR3)的公式,可求出SR大約在60V/μS以上,電路的設計大致如此。
零件的選擇
1.電晶體:差動用MPS 8099及MPS 8599,或用2N5210、2N5087。須知SF-2060中沒有喇叭保護,這四顆晶體如果相當一致,開機時的脈衝是很小的,而且這四顆晶體擔任第一級放大,雜音指數愈低愈好,服務部的8099與8599特性相當一致。
電壓放大:用2SA1145 2SC2705,這兩顆晶體的高頻特性很好(200MHz),Cob很低,很適合用在這裡,其Pc:800mW、Vcbo:150V。
推動級:用2SA968 2SC2238 Ft:100MHz Pc:25W Vcbo:160V Ic:1.5A。
功率晶體:2SC2564 2SA1094 Ft:70MHz Pc:120W Vcbo:140V IC:12A hfe:55~240。當然,我們計算峯值集流時,假設喇叭是8Ω純電阻,事實上喇叭的阻抗極為複雜,有電容性,也可能呈電感性,如果呈電容性負載,當輸出一快速變動的信號時,儲存於電解電容中之電能勢必大量流過RET而對此電容性負載充電,由於電解電容的內阻極低因此這個充電電流往往相當可怕,而2SC2564 2SA1094這對晶體有12A的電流能力,峯值電流更在20A以上,應該足夠安全了。
2.電阻的選擇:除R30 R31為2W外,其餘皆為¼W,最好能用金屬皮膜,VR1 VR2也盡量採用質優的,以免日子久了灰塵和濕氣使阻值發生變化。
3.電容器的選擇:輸入端500pF為P.S質,回授對地為電解質220μF/25V,所有的0.1μf為金屬化薄膜電容,濾波電容愈大愈好,最好在4700μf以上,ELAN和Toshiba的品質都不錯,耐壓須高於電源的10%以上以保安全。
組裝
所有電阻最好先用電表量過,確定沒有問題再裝,由低的零件裝起,先裝電阻,再焊所有0.1μf,再裝pin,最後裝電晶體。注意2SC2238 2SA968和RET極性和接腳,這是一失足成千古恨,千萬錯不得。PCB為雙面設計,但未貫孔穿鍍,所以兩面都要焊。焊好後先用三用電表量一下正負電源對地的靜態阻值,應是相當對稱的。
接下來是機箱的配線,2060的機箱設計相當緊密,先把後板拆下來,在橫跨兩個博士端子間,焊上10Ω和0.1μF串聯,再在保險絲和紅色博士端子間焊上線圈L1和10Ω並聯的元件,兩個輸入端各串一枚10μf的無極性電容,而地線則全部接一起,再焊一枚10Ω的電阻並以焊片接在旁邊的螺絲上。
下一步把變壓器鎖上,電源引線經過AC夾後一條直接焊在保險絲上,另一條焊至變壓器的0V,再由這兒接一條線至開關的氖燈端子,變壓器的110V端子焊一根線到開關再由保險絲的一端接一根線到開關......;總之,好好研究一下再接就對了。如果實在不明白,看圖四,而變壓器的E點(短路環),焊一根線接在附近的螺絲上。
變壓器110V焊好後裝上濾波電容,最好在濾波電容上並連0.22μf的PP質電容器,改善高頻特性,濾波電容的地,焊一條線到白色端子上。
一切接好後便可裝上散熱片,把Molex插上RET,偏壓用的晶體也固定在散熱片上,作為熱回授補償。上電前務必記住在正負電源端各串一支33Ω1W的電阻,作為限流用。
插上插頭前先冷靜的想一想,有沒有忘了接什麼,記著調中點用的VR2置於中點,調偏流用的VR1逆時針轉至底,禱告一番再開機!
量量中點電壓,應不至於偏得太離譜,再量量33Ω兩端的電壓,大約0.8V,此時功率管未導通,將輸入短路候調整VR2,使達真正0V。接下來調整偏流,轉動VR1,使33Ω電阻的壓降達2.1V,此時RET約有40mA的電流,如果一切正常,便可將33Ω之電阻除去,直接上電並再調一次中點。如果您怕振盪,可用三用表的AC檔測一下輸出端,如果仍是0V,就可安心。當然,小振幅的振盪不易測出,如果實在沒有示波器,可如圖五接這樣一個電路再量看看。
雖然這部後級沒有任何補償電容,但在正常情況下,是不會振盪的,除非你真的配線配得很差、焊得很差、運氣又不好......,如果真的振盪了,最好重新配線。記住正負電源線要绞合,以抵消變動磁場,配線宜緊貼箱壁,事實上所謂低阻抗配線,和線本身的粗線關係不很大,倒是和箱壁的距離有關,距離愈近,電容性愈高(C=€(A/d)),電容性愈高,阻抗也愈低,所以任何配線,最好貼住箱壁,一方面機箱也有屏蔽作用,防止受干擾,也防止干擾別人!
如果振盪實在不能解決,可在Q9 Q10的C、B間並聯小電容,約5~15pF即可,這種做法雖卑鄙但也無可奈何。或者您想改變回授量,加大差動級和電壓級的射級電阻看看,不過我曾一連裝了四片,都沒有振盪發生,且經過長期試機,證明電路相當穩定,開機時有很小的一聲『碰』,很小很小的。關機時,聲音一直慢慢小到沒有,雙差動的魅力展現無疑。
實際測量時,將輸入短路,雜音只有0.1mV,頻率響應以1KHz為中心,50KHz時-0.4dB,20Hz時-0.08dB,-3dB落在4Hz!高頻部分由於學校的信號產生器在超過50KHz時已經失真,所以沒有測上去,方波則一直到10KHz都很正,相移度看不出,交越失真在RET的靜態電流為20mA時已經看不出來了!
再來提一下加大輸出功率的方法,一是提高電源電壓,原則上維持差動級流過2mA之電流,將(Vcc/2mA)即為射級電阻值,在所加的電壓不超過±45V,所有的晶體和常數都無須變更。
二是橋接,線路如圖六,理論上可得到四倍的功率,但往往受到電源內阻的限制,只大約得到3倍的功率。
再來談一下接地的地方,圖七共有六種接地的方法,最好的是A,最差的是F。一般而言,雙芯隔離線比單芯隔離線為佳,輸入端接地比信號端接地為佳,106置於2060的箱子中,如果可能的話,不妨採B方式接地。
當您裝完了SF-106N,相信對擴大機的設計又有一新的體驗,什麼樣的線路,才算LOW TIM,並不是隨便東抄一個線路、西用一個補償,這裡改一改,那裡換一換,不經過理性的分析和思考,是非常危險的,就算碰巧被您裝對了,也沒有意義。當您開機時不需要加喇叭延遲保護電路,當您聽了一整天的音樂,耳膜並沒有變形,當您想到這個線路沒有補償電容時,您就曉得許多古時候設計擴大機的觀念應該要有所轉變了,太陽底下沒有新鮮事,新鮮事在人的頭腦裡!
轉載音響技術第83期NOV. 1982 SF-106N的製作與裝配/李孟育
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