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  現今市售的擴大機,包括各國的名牌製品和市面上的各種擴大機套件,在線路的結構上,已將近有百分之九十屬於所謂的 SEPP 型式。究其原因,主要乃是以現階段的觀念而言,此種結構已臻於「電路」上的合理化,它不但把過去一直認為難於理想化的元件──輸出變壓器除去了,甚至於把 OTL 時代的輸出交連電容也省略了。然而不可否認的事實乃是:OCL 的普遍被採用,仍然應該歸功於近數年來半導體元件的迅速發展,使得線路設計者,可以隨心所欲地構築理想的電路結構。

  而在另一方面,儘管 OCL 擴大機在放大或驅動揚聲系統方面的動作,已臻於理想化,事實上,在人為的裝配乃至操作上,卻另外產生了一些新的缺陷,在這些缺陷之中,很容易因裝配或操作不慎而致揚聲系統甚至擴大機本身受損,就是主要缺陷之一。有些人可能會在極度掉以輕心的狀況之下,一連燒毀數十枚昂貴的功率晶體,更有些人在一夜之間毀掉手邊所有以供試驗的喇叭,其損失之慘與其說是因為「掉以輕心」,不如說他對電路動作的原理過分予以忽視,同時更缺乏檢查、核驗動作是否正常的知識。在這種情形之下,實無異於以卵擊石,每擊必破,但破的不是石而是卵。

  本文撰寫的著眼,主要乃從基本的動作原理開始討論,以期任何一位略具電晶體動作原理知識的人,都能在安全與適切的原則之下,自行就現有或已知的條件,去設計一套適用的 OCL 擴大機。文中儘可能避免使用到繁複的公式,而在計算方面,與實際動作關係不大或不影響安全的精確要求亦盡可能只述而不計,以求實用。

一、OPT 與 OTL

  提到 OCL 擴大機,我們不得不回顧 OTL 擴大機,OTL 的意思就是「無輸出變壓器」,(Output Transformer Less)換句話說,它乃由原先的有輸出變壓器的型式轉變而來。

  為什麼以前的擴大機需要使用「輸出變壓器」(Output Transformer)呢?這可用圖一的情況來做一說明,圖一A、B、C 中的電晶體符號,也可能是真空管。

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  在 A 裡,我們看到從 Vcc 電源來的直流電直接經過了喇叭的音圈,在這種情況下,除非放大元件是做 B 類動作,不然一定有固定的直流會流過喇叭的音圈,使得喇叭紙盆在沒有信號的情況之下,不是已預先鼓了出來,就是縮了進去。這固定的直流到底會有多少呢?簡單地說,它正好應該是信號正峯(瞬間最大)值電流的一半,這就是所謂的「偏流」(一般稱之為偏壓)。「偏流」對放大器而言,是必要的,它正如同我們必須用一條繩子吊起一件重物才能「擺動」一樣,但這股偏流對已經使用機械裝置懸掛正確的喇叭紙盆和音圈而言,卻不但不是必要,更可能使懸掛的位置被偏置一邊,甚至因而燒毀。因此這樣的放大器實際上是行不通的。

  在圖 1B 中,電源由一電阻來供應,而信號則經一電容器「交連」給喇叭。假如我們不需要效率很高的放大裝置,這種方法自然是可行的,而事實上有很多簡單的耳機放大器就採用了這種方式。可是如果我們希望放大器的輸出要能推動很大的揚聲系統,此法便也行不通了,因為電源經由電阻到放大器時,其靜止時的偏流是全部經過電阻的,此時電阻將耗去全部電力的約為二分之一,而能到達喇叭的動力更必在供給電力的四分之一以下。因此,我們找到了 C 的方式,也就是使用一個變壓器,以其初級圈來供應放大器的電流,而由放大器所產生的信號電流(必然是交流的),則由初級感應到次級而送往喇叭。有了變壓器之後,除了基本上解決了「交連」的問題之外,更有所謂容易匹配的好處。什麼是「匹配」呢?簡單的說,就是例如真空管總是工作在高電壓小電流的情況,而喇叭則只要中等電壓及中等的電流,這時,變壓器便擔任了「轉換」(Trans-)的工作,又如在早期很多功率晶體都只適於工作在低電壓大電流的情況,此時除非特製歐姆數極低的喇叭,否則也不容易得到大功率的輸出,這時變壓器同樣擔任了轉換的任務。

  誠然,有了變壓器,對擴大機在輸出功率方面的設計(或設定)是方便的,因為它可以在既定的電源電壓條件下,以變更電流的方式去獲得任意所希望得到的擴大機輸出功率。但是,亦如所知,理想的變壓器,在製造上有許多的困難,而且造價也極為高昂,如果能設法予以除去,不是根本就消除了這項困擾嗎?

  消除的基本構想,可以說是來自圖1B,圖 1B 中,我們曾經檢討其最大的缺陷,乃是因電阻會消耗大量的電力,而使得效率變得極低。此時,如果我們把圖 1B 的電阻拿掉,改接另外一個晶體,而這個晶體在動作上正好和原有的晶體相反的(圖 1D)就也是說,前面送進來的信號,如果使 A 晶體導電,則 B 晶體就不導電,反之若使 A 晶體不導電,則 B 晶體則一定導電。而欲能獲得這種交互導電的動作,在基本上可以有兩個做法,第一個做法就如同真空管電路一般,把信號「倒相」成為兩組,用第一組正相的去推動上面一個晶體,而第二組反相的,則推動下面一個晶體。第二個更直接的做法,就是利用電晶體本身為 NPN 或 PNP 互為對稱的特性來完成交互的動作。

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  圖 1E 即顯示了 NPN-PNP 晶體對稱結合交互動作的過程:在 A 之中,二個基極被施以由 0~10V 電壓一半的「偏壓」+5V,於是兩晶體之射極連接點也同樣出現了 +5V 的電壓,而在 B,由於二個基極電壓,被一輸入的正相信號提高,在最高時,曾到達 +9V,因此,在二個射極上的電壓也跟若信號電壓起了波動,在最高時,亦曾升高到 +9V,而在 C 的情況,和 B 正好相反,也就是輸入信號使射極電壓一度低到 +1V。

  在以上一整個「週期」之中,兩個射極電壓曾做了由 1V~9V 之間的擺動,但其靜止點仍為 5V,因此,在實際應用時,就必須另接一個電容器將 +5V 的直流電壓隔斷,如圖 1F 當電容器之右邊到 0V 之間被跨接上一個 RL(可想成是喇叭)為負載時,電容器右邊的電壓就降為 0V,而當左邊升到 +9V 時,右邊則升到 +4V,左邊降為 +1V 時右邊則降至 -4V。從 +4V 到 -4V 擺幅仍為 8V 而靜止時間為 0V。

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二、OTL 與 OCL

  在圖 1F 中,如果RL 真是喇叭,顯然這個電路是可以合理工作的,因為在靜止的狀態下,不會有電流流過喇叭。這種結構型式,在基本上就是所謂無輸出變壓器的 OTL 型式。

  在有了 OTL 輸出型式之後,接著我們可以將電源供給的情況略作改變,使得僅存的那個輸出電容也根本予以除去。

  一個最簡單的方法如圖 2A:就是在 OTL 電路中,將電源利用電容器予以分壓,這兩個電容實際上就是串聯的電源濾波電容。但此法在實際設計時,卻多少會碰到一些困難,因為輸出端既以 0V 為參考之「地」,信號的輸入部分自亦當以此 0V 為地,但輸出動作產生時,卻互以 0V 及 10V 點為電流需索點,亦即當 Q1 導電時,經 RL 及 C2 到地,Q2 導電時,則經 C1 RL 而到 Q2,這種並不對稱的情況,使得哼聲及振盪極難防止。

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  為了合理的省去輸出電容,其做法乃如圖 2B 一般,就是在電源供應方面,根本就將 +10V 的供電狀況,更改為 ±5 伏情況。在乍看之下,由 +10V 改為 ±5V,似乎只是電路零參考點的變化,而事實上則不然,以下我們會有詳述。在此我們只要認識所謂 OCL 輸出電路,在基本結構上就是這麼來的就行了。

三、SEPP 電路的輸出與電源供應

  上述的 OTL 和 OCL 輸出電路綜合起來,有一個比較正式的名稱,叫做單端推挽(Single Ended Push-Pull,簡稱作 SEPP)電路。所謂單端推挽電路,乃相對於一般採用輸出變壓器的兩端推挽結構而來。因為在輸出變壓器推挽的情況是以真空管或電晶體在輸出變壓器初級圈互為對稱的兩端交互地工作,而 SEPP 電路中兩個交互作用元件的作用點,卻共同指向一個中央輸出點,所以便稱為單端推挽輸出。

  在 SEPP 電路之中,不管是 OTL 或 OCL,由於均不使用輸出變壓器來調整輸出端的電壓及電流分配情況,因此其可能獲得的最大輸出電壓就被所加的電壓所限制住了。以圖 3A 的情況來說,所加之電源既為 ±5V,那麼輸出電壓的擺幅,在電路內部損失完全不計的情況之下,無論如何也不可能超過 ±5V。

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  因此,假如 SEPP 擴大機的負載(即喇叭)阻抗是一定值(常用的喇叭是八歐姆),那麼我們便可以根據電流供給的電壓值求出它可能做到的最大輸出功率,或者反過來,我們也可以依據所需要的輸出功率而預估電源供給應該加給的電壓。

  在實際進行有關電壓及功率的計算時,首先必須弄清楚的,就是直流電壓和交流電壓之峯值、有效值之間的關係。

  通常我們說市交流電的電壓是 110V,這 110V 是指其「有效值」而言的。因為交流電是做正弦波形的擺動,當兩線間之 A 點對 B 點而言,在最高振幅時,可以高達 110V×1.41 倍,而在最低振幅時,則為負的 110V×1.41 倍。換句話說,通常被稱為 110V 的交流電,如果從波形起伏的情況來觀察,實際上其電壓的擺幅高達 110V×2.82 倍。

  在以上的電壓值中,我們慣用以下的稱呼來區分它們:

  110V:稱為有效值或均方根(RMS),相對於直流電壓的淨值,通常可以直接拿來計算「電功率」。

  110V×1.41:稱為單峯值,做半波整流或全波單相整流時,所整出的直流就是這個電壓。

  110V×2.82:稱為雙峯值或峯到峯值,考慮線間絕緣或擴大機「切割」的情況發生時,便會用到雙峯值,又「峯值」通常只能用示波器或有峯值顯示的電子儀表始能讀出(見圖 3B)。

  在圖 3A 的電路中,我們已經討論過,它最大的輸出擺幅被限制在 ±5V 乃指峯到峯值而言,如要計算電功率,必須折算成 RMS 值,折算的方法,或逕除 2.82 或先除 2 (成為單峯值)再除 1.41(1.41 為 2 的平方根),於是:

  P - P±5V=10V P-P

   10V/2.823.5 伏(RMS)

  3.5 伏便是 RMS 值,它可以直接計算電功率了,公式是:

  P=E²/RL

  假如喇叭是 8 歐姆,那麼:

   3.5²/81.53W

  讀者可能在其他書上看到過 SEPP 擴大機最大輸出功率和電源電壓間的關係為:

  Pout=Vcc²/8RL

  其實這個公式,乃是由以上的推演而來,於此不加贅述。

四、簡易電源電壓預估法

  如果你對以上已經夠簡單的算法,仍然覺得麻煩時,沒有關係,這裡還有一個更簡單的電源和輸出功率的預估法:

  前面我們已經說過,110V 的電壓經整流後,將出現 110V×1.41 倍的電壓,這意思就是說在圖 3A 中的 ±5V 的 Vcc 電源,乃由 5V/1.413.5V 的交流電壓整流而得。

  好極了,這 3.5 伏不正是我們把 ±5V 變成 10V P-P 然後除 2 再除 1.41 而得的數字嗎?算了半天,原來還是等於電源變壓器次級圈的電壓。這樣一來,我們用電源變壓器次級半波的電壓直接預估輸出功率不是太簡單了嗎?正式如此,現舉數例試算如下:

  例一:電源變壓器次級為 24-0-24 伏,擴大機之輸出必為 24 伏 RMS (如為 OTL 則為 12 伏 RMS)而其可能之輸出功率為 24V²/RL

  例二:電源變壓器次級為 48-0-48 伏,擴大機之輸出必為 48 伏 RMS(如為 OTL 則為 24 伏 RMS)而其可能之輸出功率為 48V²/RL

  這樣算不是太便捷了嗎?總之,你希望有多少電壓輸出,你就用多少次級電壓的變壓器好了。

  例三:欲設計一每聲道為 100W 的擴大機,則應使用之變壓器次級電壓為:

  RL×100W=80029V

亦即是 29-0-29V。

五、電流簡單的預估法

  由上例我們已知,欲設計每聲道為 100W 的擴大機時,電源變壓器次級的電壓至少應為 29-0-29V 以上。但它究竟該用多少電流呢?再做最簡單的預估的時候,我們只要考慮變壓器的總 VA (電壓電流乘積,略等於 W 瓦)數,不要低於擴大機的輸出功率就可以了。

  例如說,100W 的擴大機,至少要用 100VA 以上的變壓器,而 100VA 的變壓器在電壓為 29-0-29V 的次級電壓下,其安培數為 100/(29+29)=1.75A,可使用 2A 的變壓器。

  關於變壓器的電流容量問題,我們必須要有一個比較真實的認識,那就是一個規格上被標定為 29-0-29V 2A 的變壓器,其意義並不是說它最大只能供應 2A 的電流,一旦超過 2A 就要燒毀,而是在某種既定的規範下,它可以供應的電流。此所謂既定的規範,例如:

  在 2A 負載(滿負載)時,壓降不得超過若干 % (3%、5% 等)。

  29-0-29V 是指空載或滿載時的電壓。

  在滿載的情況下連續工作若干時間之後,變壓器溫升(發熱)的情況。

  過載的特性如何?

  總之,同樣是 29-0-29V 2A 的變壓器,假如其他規範不同時,在電流及電壓的承受能力方面可能有極大的差異。當我們知道了這點之後,便應當曉得,一預估需要 29-0-29V 2A 變壓器的擴大機,並不是只告訴變壓器工廠說:「我要 29-0-29V 2A 的變壓器!」就算了事的,你至少還得根據其他實際的需要告訴他,當滿負載的時候,至少要維持多少電壓?而空載的特性又如何?

六、滿載與空載

  就擴大機輸出功率的獲得或維持方面,也許你會考慮在滿度輸出時,仍應維持 29-0-29V 的電壓,否則便難得到 100W 的輸出,這一點在基本上是沒錯的。只是你似乎也該連帶地考慮空載時的電壓,以及它對電路元件可能產生的影響。

  在一般的情況之下,除非是經過特別嚴密和精確的設計,變壓器的滿載和空載電壓必然有一些差距,例如說,一個滿載時次級可以維持到 32V 的變壓器,在空載時極可能有 35V 以上,儘管其間差距只有 3V,可是實際上經過整流出來的電壓,一是 45V 另一為 50V,後者顯然已超越了工作電壓為 50V 這一級電解電容器的耐壓範圍,而必須採用 63V 或 75V 這一級,在實用上難免有浪費的情形。所以有關擴大機電源的設計,雖然非常簡單,也必須思前顧後,考慮周詳。

七、效率及損失預估

  在上述的簡易電源電壓電流的預估中,我們乃是假定 SEPP 放大器及由交流到直流的整流單元,均具有 100% 的效率而言的,可是在實際上,整流器和放大器對電壓都會有若干損失,因此如欲設計出來的擴大機輸出十足達到預定的功率,這些損失,就必須預先加以考慮,並加預留。

  在整流器方面,損失通常比較小,甚而可以忽略,概其主要損失來自整流二極體順向導電後之端電壓,而此電壓一般不超過 0.6~0.7 伏之間。是故 -24V 的變壓器,經整流後的電壓為 24V×1.414-0.6V=33.3 伏。在許多時候,電力公司供電的電壓變動率遠已超過 0.6 伏之上。

  至於放大器的損失方面,容我們在談到實際線路時再予討論。

八、輸出電路的架構

  SEPP 擴大機在輸出型式上,雖分為 OTL 及 OCL 兩種形式,兩者主要不同在於 OTL 仍保留了隔離直流用的輸出電容,而 OCL 則無。另外,OTL 由於只使用單極性電源,僅能取其一端為對地零點,致使驅動電路在要求上與採用正負對稱電源的 OCL 略有不同。除此,有關輸出級電晶體的安排方面,兩者事實上並無大差異,一般常見的架構略有以下數種:

1.對稱射極輸出

  這是一種極為典型的 SEPP 輸出電路架構,以一對 NPN-PNP 對稱功率晶體,接成單端推挽式的輸出,其優點市如果能選擇對稱特性極為接近的功率晶體,則正負半週工作即能獲得良好的均衡特性,失真極低。另外,就驅動電路的設計及整個電路的穩定性而言,都是極為優異的。

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2.非對稱射──集輸出

  上述的全對稱射級輸出架構,雖十分合於輸出電路的理想,可是實際上欲尋求特性極為對稱的功率電晶體並非完全沒有困難,尤其是當輸出功率要求較大,功率晶體承受的電流及電壓都很高時,PNP 型晶體的獲得並不如 NPN 那麼容易(並非完全技術問題,而是與需求有關),此時即有一變通辦法,亦即如圖 8B,即由兩顆 NPN 型電晶體串接而成,這樣的接法,自然不是對稱的,不過,大多數時候,我們仍稱這種電路為「準對稱式」,因為當我們採用這種輸出架構時,通常都將驅動電路的最末一級電晶體與輸出功率晶體,接成達靈頓連接,其中上半部採 NPN-NPN 連接,保持了 NPN 原有的偏壓及導通特性,而下半部卻採用 PNP-NPN 連接,使得 NPN 型的輸出晶體轉換於類似 PNP 晶體的工作型式,由是觀之,即成所謂的「準對稱」型式。

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  但必須知道的乃是並非所有輸出級均採用同一結構(NPN-NPN 或 PNP-PNP)即屬於準對稱型式,因為輸出級的被驅動方式,除去上述的對稱達靈頓接法之外,在比較早期的設計中,也有用單一晶體或變壓器分相的方法,它們仍屬於「非對稱」的。

3.對稱集極輸出

  在對稱輸出結構中,一般雖以射級輸出接法為多,但在某些比較特殊的驅動結構(例如使用 OP Amp. IC 為驅動器時),卻非使用集極輸出不可。集極輸出之電路安定性自然不如射極輸出為佳。

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4.功率晶體併聯輸出法

  雖然現代的功率晶體不管 Vce 或 Pc max 大的可以做到數百伏數百瓦,但若將必要的安全係數考量進去,並不能盡合於近年來輸出功率愈來愈大的擴大機的要求,由是乎便出現兩種變通的辦法,一是串聯接法以提高其工作電壓值,另一以併聯接法以加大工作電流,兩者相較之下,併聯接法另有以下好處:

  1.減少晶體內部空穴積存時間對降低 TIM 有利:空穴積存時間的產生主要發生在大電流的狀況之下,亦即當功率晶體大量導電時,在偏流消失之瞬間因空穴電荷的作用,集射間並不能立即恢復到截流狀態,這一延遲,即產生了所謂的 TIM 問題。如用二對以上功率晶體併聯輸出,可分散電流至每一晶體,使空穴積存時間大量減少。

  2.利用晶體最佳的特性曲線部分,使電路特性更為穩定:所有功率晶體在大電流的狀況下不僅直流放大率變得極低,輸入阻抗相對地亦下降甚鉅,因此在大功率輸出時,將出現開環路增益不足的現象,使電路不穩定,使用併聯接法之後,可緩和此等弊端。

  3.降低雜音指數。在理論上,每增加一倍的晶體併聯,即可使雜音指數降低為原有的三分之一。這一點對功率放大器而言雖非重要,卻寧其為有。

  既然併連接法有如上之優點,是故晚近以來,很多高級的擴大機無不採用併聯接法的,少則三、五對,多的在一部立體聲擴大機中甚至用到 48 個功率晶體。

  功率晶體的併聯法,凡以上三種架構均可使用。

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九、輸出電路的電流流向

  儘管 SEPP 型擴大機的輸出型式有上述許多種不同的架構,但不管功率晶體的連接方式如何?以下的概念,我們若能很清楚地予以建立起來,則對電路動作的處理,將會有無比的方便。

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  讓我們來看看圖 9A,在一 SEPP 輸出電路中,加給了 ±16 伏的電壓,而輸出負載 RL 則為 8 歐姆,在無信號輸入的情況下,除有微量的電流(稱為偏流,下將有述)由 +16 伏處流向 -16 伏之外,輸出點 0 的電壓為 0 伏,RL 既跨接在 0 伏── 0 伏間,所以沒有電流通過。而要造成此一狀態,基本上必須使 Q1 和 Q2 導電的量完全相等,也就是說,凡經過 Q1 的電流,必須全部也經過 Q2。那麼怎麼造成此一平衡的狀態呢?那是驅動電路的問題,下將有述。

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  在圖 9A 的電路中,如果有一個信號使得 Q1 導電,Q2 則不導電,於是便會出現如圖 9B 一般的動作。在 Q1 導電的時候,導電多少要看驅動信號的大小而定,信號強,可以使 Q1 完全導電,信號弱則使 Q1 值稍稍導電,而在圖 9B 中,我們是假定 Q1 是完全導電的。而另一方面,在 Q1 導電的時候,除非其導電量極微,Q2 會立即呈現完全不導電的狀態,因此,在圖 9B 之中,Q2 基本上可以忽略。像這種一個晶體開始導電,另一晶體即呈現截流的動作,我們稱為 B 類放大。

  現在,讓我們回到正題:假定 Q1 是完全導電的,那麼這時便形同將 Q1 的集極和射極「短路」,於是輸出點 0 的電壓必升至 16 伏,既升至 16 伏,則 RL 便被跨接在 +16 伏── 0 伏之間,依據歐姆定律,我們可以求出經過 Q1 及 RL 的電流是:

  I =16 伏/8 歐姆=2A

  這 2A 的電流就是在這個電路之中,可能發生的最大電流,故我們稱其為輸出峯值電流,而輸出點 0 的電壓,最高也只可能升到 16 伏,所以我們稱這個電壓為輸出峯值電壓。

  由以上動作中,我們可以知道,如果想增加輸出峯值電流,只有兩個方法,一是將低負載阻值,例如將負載改為 4 歐姆,則峯值電流,將增加到 4A;另一為提高供給電壓,例如將供給電壓增加到 +32 伏,同樣地也可以使峯值電流增加到 4A,而兩種方法在基本上均與「電路」無關,且第一種方法並未變更輸出峯值電壓。

  在這個簡單的動作分析之中,我們明白了兩項事實,第一是 SEPP 擴大機之輸出電壓,無論如何不會超過供給電壓,第二是 SEPP 擴大機之「輸出功率」乃由供給電壓及負載阻值二者所決定,至於其公式,前面我們已討論過了。

  圖 9C 是說明 Q1 不導電 Q2 導電時的動作狀態,在基本上它和圖 9B 的情況是一樣的,唯一不同之處是當 Q2 導電時,輸出點 0 的電壓在 -16 伏, RL 是被跨接在 -16 伏和 0 伏之間,於是電流乃由 0 伏流向 -16 伏這邊。

  由於圖 9B9C 是交互動作的,也就是說當 Q1 導電 Q2 必然不導電,反之 Q2 導電,則 Q1 一定不導電,這就是在前述的計算輸出功率的公式之中,我們必須將電壓除 2 的原因。

十、輸出晶體的集極損耗

  在圖 9BC 之中,我們說 Q1 或 Q2 「完全導電」那只是一種假設,事實上,任何電晶體都不可能到達完全導電狀態的,但這意思不是說 Q1 或 Q2 的導電不可能到達 2A(在圖 9BC 中之完全導電電流)而是在 16 伏供電 8 歐姆負載的情況之下,電流不會到達 2A。問題發生在哪裡呢?我們看看 Q1 的狀況,欲使 Q1 由集極到射極導電,必先使其基極到射極間先有電流,而由基極到射極間要導電,對矽質電晶體而言,基極電壓必須超過射極 0.6 伏以上,而電晶體中基極電流的只允許流到射極而不會流向集極,因此,設使 Q1 的集射之間因基射有電流而促使其導電,那麼不管任何的情況之下,集極的電壓都不會低於基極電壓,換句話說,由集極到射極間,至少會有 0.6 伏的電壓差,否則如集極電壓低於 0.6 伏,基極便會流到集極去,而這是不可能的。

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  在另一方面,由電晶體的結構我們可以知道,在集極和基極之間,存在著一個 NP 或 PN 的接合面,此一接合面的電壓雖無法和基射間如此明確地呈現 0.6 伏的特性,至少這個接面電壓是存在的。綜合以上兩個理由,一般矽質晶體在處於假想的「完全導電」情況下時,集射間至少都會呈現 1~2 伏甚至 2 伏以上(電流愈大則此電壓愈大)的集間電壓。有電流又有電壓,於是便有「功率損耗」(具體的表現就是發熱)。而此功率損耗因為是出自電晶體內部,是故我們稱其為集極損耗。

  任何電晶體,都有其額定的最大集極損耗值(Pcmax),例如 2N3055 的 Pcmax 是 60 瓦,在實際使用時,如過任其實際損耗超過額定損耗,電晶體便會被毀於高溫。

  電晶體的實際集極損耗,一如上述,乃產生於所通過的電流和集射電壓,即以圖 9B 而言,設使 Q1 在假想的「完全導電」(通過 2A 電流)情況之下,集射間將產生 2 伏的電壓(此時,由於 RL 為 8 歐姆,所以實際上電流會小於 2A,但我們有兩種方法,使其電流維持之 2A,依舊是把 +Vcc 提高 2 伏為 18 伏,另一為將 RL 降低為 7 歐姆),此後,便將有 2 伏×2A=4 瓦特的集極損耗使電晶體發熱,這是電晶體在完全導電情況下的集極損耗,事實上電晶體再半導電狀態時,集極損耗更大,以圖 9B的情形來說,假定 Q1 只導通 1A 的電流,那麼輸出點 0 的電壓將是 +8 伏,也就是 Q1 的集射間保留了 8 伏的電壓,此時之集耗為 8 伏×1A=8 瓦特。

  另外,在 SEPP 電路中,交互工作的兩個電晶體,在無信號狀態之下,電流並非等於零也就是說它必須有偏流,於是偏流便造成了在無信號狀態下的集極耗損,以圖 9A 的情形而言,設使無信號時所留過的微量電流為 0.05A,由於跨接於極射間的電壓為全電壓值的 16 伏,是故便有 16 伏×0.05A=0.8 瓦的集耗。

十一、安全極限和功率晶體的選用

  再我們裝製擴大機時,常常會遇到把功率晶體「燒」了的情形,就現象而言,我們說功率晶體是「燒」掉的,大致上沒有錯,不過就其毀損的過程而言,卻未必由於可以察覺的高溫把電晶體「燒」了的。

  前面我們提過,任何電晶體都有其額定的 Pcmax,例如 2N3055 的 Pcmax 是 60W,但我們必須注意,此 60 瓦是指接合面溫度(Tj)不超過 125 的情況之下而言的,事實上由於電晶體內的晶片面積非常的小,當 60 瓦的電力完全被集中消耗在晶片上時,溫度可能急速上升而立即將晶片燒毀(此時外殼可能只有微溫),所以除非我們有無限大的散熱裝置(且此散熱不只是外殼的散熱,更重要的是由晶片到外殼間之散熱),一 Pcmax 為 60W 的功率晶體,無論如何是不能使其 Pc 到達或接近 60W 的。

  在一般的情況之下,如有極為良好的散熱,Pc 絕不可超過 ½Pcmax,而能在 ¼pcmax 以內則更好。例如有一 Pcmax 為 50W 的功率晶體,當它做為 100 瓦擴大機的輸出晶體時,最大的 Pc (不是額定 Pcmax)將產生於(¼Vcc)²/RL=50W 的情況,但因兩個功率晶體是交互工作的,所以實際上可以 Pc=25W 來計算,由此可知,兩個 Pcmax 為 50W 的功率晶體,在 SEPP 擴大機中,最大最大不得使其輸出超過 100 瓦。而若能在 60W 左右則更安全。

  Pc 太大而致晶體燒毀,主要是因為熱,但它卻不是電晶體燒毀的唯一原因,其他的原因尚有:電流太大;電壓太高。

  電流太大,基本上和 Pcmax 有關,例如一 Pcmax 為 60W 的功率晶體其允許的最大電流為 30A,很可能其集射間的飽和電壓就是 2 伏,以致 2V×30A=60W。不過在通常的情況之下,純粹因電流太大而燒毀電晶體的可能性實在不大。

  至於供給電壓超過電晶體本身之額定電壓(Vceo),則常常是功率晶體被毀的致命,除非在設計時,特別予以限制。

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  在 SEPP 電路中,不管是 OTL 或 OCL 電路,儘管每一晶體均僅工作於半波狀態,而實際上截流晶體的集射間,卻可能被加上全電壓,如圖 11,當 Q1 完全導電,則輸出點 0 電壓必上升至 +16 伏,於是 Q2 的射極電壓為 +16 伏而集極為 -16 伏,總荷載電壓為 32 伏。

  關於 Vceo 的問題,在我們必須有一解釋,亦即有些電晶體特性表上,並不註明 Vceo,而僅註明 Vcbo,雖然大多數晶體的Vcbo 是略等於 Vceo 的,但我們要特別注意 Vcbo 中的 o 字,那是代表基極開路的意思,一電晶體中,基極若開路,理想的狀況下,極射間不會有電流(如有則為洩漏電流),所以它能承受的電壓較高,而當基極導電時,集極自然也導電,集極一導電便有 Pc,以致溫度上升,集流和溫度兩者都可能影響電晶體集射間的耐壓值。

  一般在運用功率晶體時,在耐壓方面的條件,除了必要的工作電壓(例如 8 歐姆 100W 為 80V)之外,應把損耗的寬限,電源可能產生的壓降以及交流電源的變動率均計算進去方為安全。即以 100 瓦的擴大機而言,雖然其必要的工作電壓為 80 伏,可是由於電晶體可能降去 4~6 伏的電壓,再加上電源(變壓器到整流輸出)在滿度輸出時也可能有 4~5 伏的壓降,所以空載時之 ±Vcc 至少在 90V 以上,若再加上電力公司 ±5% 的電壓變動率,Vcc 在最高時可能到達 95 伏以上,所以我們至少得選用 Vceo 在 100V 以上的晶體當作輸出管。

十二、電晶體併連的分流

在第七節中我們曾經提到,近代的 SEPP 擴大機,常用併聯的方式以提高輸出功率並降低 TIM,在這種功率晶體並聯的方式中,除非有特別的架構,一般電流及 Pc 均採平均分配方式,例如 100 瓦的擴大機,單邊晶體的平均最大集耗為 25 瓦,假如這部擴大機是由 4 對晶體併連輸出的,則每一晶體的平均最大集耗為 6 瓦多一點。而任何時間的集流理想上均是平均分配的。

  上面我們曾經提到所謂「特別的架構」,舉例而言,有某些擴大機(如QUINTESSENCE)雖採用多對晶體輸出,但並非真的併聯輸出,而是採逐級推動的方式,其電流的分配即非平均的,但在 Pc 考慮上,至少在某一工作階層上,要考慮平均分配的問題,此時便以射極電阻加以調節,茲附參考線路如次,有興趣的讀者可自行分析之。

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十三、峯值電流的確認和過載保護

  在第九節裡,為了說明圖 9B,我們曾數度提到,當 Q1 完全導通時,所產生的電流為「峯值」電流,主要是因為「完全導電」只可能產生在信號波形頂峯的一瞬間(沒有延續的時值),所以峯值電流雖為 2A,實際上平均供給電流並不一定要到達 2A(依第五節之概估,約僅 1.5A)而當使用一般保險絲時,也只能用到 1.5A 以下。

  但峯值電流的推定除了用以說明電路的動作原理以及選用晶體時 Icmax 的顧慮之外,還有沒有其他用途呢?當然有,其顯然的用途之一,就是做為擴大機輸出過載保護電路設計的依據。

  在第九節裡,我們又曾經提到,即使 Vcc 電壓是不變的,而 RL 阻值的降低,卻可能使電流加大,在阻值降低為原有阻值 ½ 而電流則可能加倍的情況之下,若擴大機之電源供應足有餘裕,那麼在 8 歐姆時為 2A,4 歐姆為 4A,2 歐姆為 8A,甚至於輸出短路時,將可能有接近無限大的電流,這不是很容易因電流超過功率晶體的 Icmax 而燒毀嗎?執是之故,大多數電源供給非常充分的擴大機都要加上「輸出過載」保護電路。

  又由於輸出過載至使功率晶體毀損,最大的危險性均產生於瞬間(非瞬間的熱毀損可以安全係數予以預防)所以過載保護的動作,均以瞬間超過某一限制值,保護動作立即發生。

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  保護電路的基本原理如圖 13,即在輸出功率晶體的射極通常均接有 0.1~1 歐姆左右的保護電阻,由於此電阻是串接在電流迴路上,是故當有電流流過時,便有電壓呈現,例如此電阻之阻值為 0.5 歐姆,當 2A 電流通過時,便有 1 伏壓降,4A 為 2 伏,8A 為 4 伏等,我們可將此電壓抽出,去驅動一需要特定電壓即可使其動作的電路,立即輸出受到限制或截流以達到保護的目的。

  至於過載保護電路的設計,將在設計實例中予以討論。

十四、過驅動與割切

  和輸出過載相對的一種情況,發生在輸入的電壓高過於供給電壓的情況。

  由於 SEPP 電路的輸出峯值,不可能超過 ±Vcc,所以,當輸入的信號,若使得輸出功率晶體過度導電,由於實際上無法過度,因為電壓只有那麼高,此時最大的輸出電壓卻仍停留在 ±Vcc 上,造成一峯值被切掉的「平頂」狀態,此謂之割切。由割切情況的產生,我們可知那是因為輸入信號太大了;或者 Vcc 電壓不夠。而且在正常的情況之下,如果輸入波形為一連續之對稱波形(正弦波或三角波),割切之發生亦應是對稱的。

  當一擴大機加上正常的負載之後,輸入一正弦信號,直至「割切」發生後,稍再將信號衰減一些,使輸出恰好頂到割切的邊緣,此時所測得的輸出即為此擴大機割切前(不失真)的最大輸出。

十五、OCL 輸出之驅動偏壓和交替失真

  如果把一對 NPN-PNP 對稱輸出型的 SEPP 電路分解來看,便成為一對互為對稱的射極隨耦器,每一射極隨耦器只工作於信號的正或負半週。

  就射極隨耦器的動作狀態而言,本身雖有大量的電流增益,而電壓增益卻略等於或小於 1。

  現在,讓我們來觀察一下 Q1 的動作情形:如果只討論正半週的情況,Q2 可暫時忽略而不管,於是 Q1 便只跨接在 +16V 電源和負載 RL 之間(見圖 15)。當 Q1 的基極不加給任何電壓或電流的時候,Q1 是不導電的,既不導電,RL 即無電流流過,RL 既無電流流過,兩端的電壓就都等於對地電壓為 0V,這是完全靜止的狀態。

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  接著,我們開始施加給 Q1 基極正向的電壓,由 0 伏到 +0.6 伏之間,基本上並未改變 Q1 集射間完全不導電的完全靜止狀態。但從 0.6 伏開始,Q1 的集射開始導電了,究竟導多少電,我們暫且不管,因為這並不重要,重要的是,我們可以想像;當 Q1 基極上的電壓已經加到 +1 伏,那麼只要 Q1 本身的直流放大率(Hfe)夠大,射極上的電壓必然跟著上升到 1伏 - 0.6 伏 =0.4 伏,而 Q1基極電壓如果繼續上升,例如到 5 伏,則射極也跟著上升到 5 伏 - 0.6 伏 =4.4 伏,直到基極電壓已上升到 +16 伏,射極電壓跟到 15.4 伏為止。此時基極電壓如繼續上升超過集極電壓.即使不使 Q1 遭受破壞(基──集間已呈現逆電壓),射極電壓也不會繼續上升了,這便是割切點。而事實上 Q1 基極信號電壓絕不會超過 +Vcc 電壓,因為此「驅動電壓」也是由 Vcc 電壓所供應的。所以「割切」並不發生於輸出級,而是在驅動級就被切了。

  在以上動作分析之中,我們比較感到興趣的,就是 Q1 射極電壓是隨基極而上升的,且差不多永遠保持 0.6 伏左右的差距,於是我們便有一個結論和一個問題,結論是 Q1 射極電壓變動永遠不會超過基極,也就是說基極到射極完全沒有電壓放大,充其量射極跟隨基極跟得很緊,於是其電壓增益最大到 1──這就是所謂的射極隨耦器。而同樣的情況也發生在 Q2,只是其電壓相反,動作方向也相反罷了。

  而由動作分析中所產生的問題則是:電晶體的動作(矽質結構),是由基極加給 0.6 伏電壓以後才開始的,如果我們加給 Q1 基極一個連續的由 0 伏到 16 伏不斷交替變動的信號。那麼在 Q1 的射極,豈不是會只剩下 0 到 15.4 伏的變化嗎?正是如此,而且那少掉的 0.6 伏,是基極信號中由 0 到 0.6 伏的這一段而不是 15.4 到 16 伏的這一段,其情形正可用圖 15B 來表示。

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  同樣的情況,可以聯想到 Q1 的動作,也是被切掉了由 0 到 -16 伏的這一段,於是就出現了圖 15C 的情形。

  在圖 15B 中,我們可以明顯地看出,輸出信號比輸入信號少去了一小段,於是整個波形無法密切地銜接,這就是一般所稱的交越失真,如果要說得更明確一些,也可以說是由 Q1 Q2 交替工作銜接不良而產生的「交替失真」。

  又由於交替失真是出現在 Q1 Q2 工作交替的時候,所以假定輸入信號的強度總共不過是 P-P (正峯到負峯值) 3 伏,那麼被切掉的部分 1.2 伏就佔去 3 伏輸入電壓將近一半,使得輸出與輸入相較,變得面目全非。更有甚者,如果輸入信號只有 1.2 伏或小於 1.2 伏,輸出便等於零,而失真則「無限大」。

  音樂信號的強弱當然不是固定的,有時候很強,強到 P-P 32 伏,但大多時候均小於 P-P 1.2 伏 (滿度輸出的 -28 分貝),在此情形下,你只能斷斷續續地聽到音樂中之強音,像是爆出來的感覺一樣。

  那麼怎樣避免這種可能使音樂變成斷斷續續的爆裂聲的交越失真呢?一個簡單的辦法是在 Q1 的基極上,當信號未輸入之前,就預先加上 +0.6 伏的電壓,而 Q2 則加給 -0.6 伏的電壓,此 ±0.6 伏的電壓被跨接在 Q1 Q2 的基極上,就是一般所稱的「偏壓」。

  加給這 ±0.6 伏電壓的方式有很多種,其中最簡單的一種,我們可以在 ESS 前級擴大機的耳機放大器上看到(如圖 15D),也就市在 Q1 Q2 射極間跨接兩枚矽二極體(矽二極體的順向導通電壓約為 0.6 伏),然後各接一枚電阻到 ±Vcc 電源上。然而這種簡單的偏壓供給方式,並不適用於正式的功率擴大機,原因是矽質二極體的順向導通電壓雖約為 0.6 伏,也不過僅僅是「約」為而已,和電晶體基極起始工作電壓之「約」為 0.6 伏並不約為一致,如果它們略不一致,在耳機放大器中,由於射極接有 10 歐姆的電阻,電流稍大可自動調節,而功率擴大機輸出晶體的射極電阻僅 0.5 歐姆以下,調節的功能太小了。尤其是當圖 15D 中的 R1 R2 加得太小時,D1 D2 的順向電壓可能被拉得更高,於是 Q1 Q2 的電流便遽急增加,使 Q1 Q2 發熱而很容易因愈熱電流愈大而燒毀之。

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  一個簡單的改善方法是在 D2 上,並聯一枚可調的電阻,用以調節偏壓的大小,但此方法仍然不完全適用。為什麼呢?因為從 Q1 Q2 的基極上來調偏壓,所需的電流將很大,且不穩定,所以除非是輸出在 5 瓦以下的小擴大機,一般不在此加給並調整偏壓。

十六、單晶體主驅動級

  欲使對稱雙隨耦電路開始工作,最簡單的方法就是使雙隨耦電路獨立起來,直接用信號源去驅動它(如圖 16A),但由上面的分析我們已經知道,此驅動信號之電壓必須等於或高過雙隨耦輸出級之輸出電壓,否則雙隨耦輸出級因無電壓增益,必不能獲得接近於 ±Vcc 電壓的輸出擺幅。因此,擔任此一驅動任務之電路,必須承擔全部的電壓放大任務。

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  通常功率擴大機的設計,很少將輸出電路做成獨立的設計,這一方面固然是為了「直接」交連,而在另一方面也有其他結構上的理由,像前述的偏壓的施加,以及將要談到的增阻電路及回授問題等都是考慮的因素。

  圖 16B 是在小功率擴大機中,把主驅動級和雙隨耦輸出級結合在一起常見的電路,圖中之 Q3 擔任了主驅動的任務,它被接成共射極輸出的型式。R3 就是原先供給 Q1 偏壓的電阻,Q3 則取代了原先 R4 的位置,這個電路的基本動作是這樣的:當 Q3 不導電時,Q1基極的電壓來自 ±Vcc 經 R3,。「可能」很接近 +Vcc,而 Q2 基極電壓則略低於 Q1 基極 1.2 伏,此時輸出點形成正峯值輸出;其次當 Q3 導電的時候,集射間形同短路,因此 Q2 基極電壓偏向 -Vcc,Q1 基極則較 Q2 基極略高 1.2 伏,此時,輸出點形成正負擺幅的狀況。而當電路完全沒有動作的時候,又應當怎樣呢?讓我們回朔一下前數節中一再析述的「雙隨耦輸出」的情況,在基本上,必須使輸出點在靜止時的電壓等於 0。便是使 Q1 基極電壓為 +0.6 伏而 Q2 基極為 -0.6 伏,換句話說,我們必須使 Q3 處於「半導電」狀態,而半導電的程度則正好等於 R3 的導電程度,這自然有賴於對 Q3 基級的偏流控制了。可以想見的,這種控制最好是可以調整的,而且能「自動調整」更佳,不然輸出點的電壓實在難保等於零。

十七、增壓(阻)電路

  關於靜止電壓控制的問題,我們必須留待下一節才來探討,因為再這個電路中實際還存在著一個問題。

  什麼問題呢?在上一節中我們說當 Q3 導電,Q2 基極的電壓下偏到接近 -Vcc,這個動作大致不會有大問題,了不起要扣除 Q2 的集射飽和電壓(不超過 2 伏),這是無可奈何的事情,我們只好在電源設計時酌於寬容。但是當我們說:當 Q3 不導電時,Q1 基級的電壓會偏向 +Vcc,這一點就很值得去推究了。為什麼呢?因為 R3 只是一枚電阻,電阻本身的阻值是死的,如果我們希望在電阻裡有電流流過,那麼電阻兩端一定會有壓降;換句話說,當電阻兩端完全沒有壓降的時候,必然也沒有電流,明白了此一特性,我們再去想像 R3 對 Q2 基極的動作情況,即不難明白 R3 根本無法使 Q1 的電壓到達 +Vcc 的電壓,甚至於要接近 +Vcc 電壓都很困難,原因是 Q1 的基極並非完全靠電壓動作,它還必須要有電流──基流。

  那麼究竟需要多少基流呢?我們不妨仍以 ±16V 的 Vcc 及 8 歐姆負載為推演的假設,且令 Q1 Q2 的飽和電壓也予略而不計。

  當輸出點電壓上升到 +16 伏時(這是我們期望的正峯值輸出),顯然地由 +Vcc 經 RL 間就有 2A 的電流流過,而 Q1 是否能造成 2A 的導電情況,卻決定於基流。基流和集流間的比例,我們通常稱之為直流放大率(Hfe),這是每一電晶體的基本特性之一。雖然我們可以在電晶體特性表上查出大多數的功率晶體的 Hfe 均在 50~100 以上,事實上當集流大到數安培而集極溫度上升之後,Hfe 往往會只剩下 20 左右。我們且假定 Q1 在 2A 時的 Hfe 為 20 好了,那麼 Ib (基流)必須為 0.1A。此時 R3 該設定為多少就是一個棘手的問題。除非我們把 R3 阻值設定得非常小,例如 10 歐姆,方可在 1 伏的壓降下或 0.1A 得的基流(既有一伏壓降,輸出就至少損失 1 伏)。但 R3 設定得很小以後的結果如何呢?由於 Q3 在靜止狀態下,必須維持和 R3 同等的壓降與電流,於是其內部的功率損耗(集耗)就極為驚人:

  Ic=15.4 伏/10 歐姆=1.5A

  Pc=15.4 伏²/10 歐姆=24 瓦

  24 瓦的集耗,Q3 豈不是比 Q1 Q2 的平均集耗更大嗎?所以這個電路顯然存在著實用上的困難。更且,Q1 Q2 既然至少有 20 倍的電流放大率,我們「應該」不必用功率晶體來推功率晶體才是。

  經過檢討的結果,我們發現弊端完全發生在 R3 上,因為 R3 是死的,當 Q1 的基極電壓開始接近 +Vcc 時,R3 幾乎已不導電了。要解決這個困難,唯一的方法便是提高 R3 的供給電壓,但那是不可能的,除非我們另加一組高於 +Vcc 的電源,在不得已的情況之下,我們遂想出了另外一種變通的辦法,就是再必要的時候設法供給 R3 的電壓臨時提升一下。圖 17 便是可以提升供給電壓的實際電路。

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  全部電路僅增加了一枚電阻及一只電容。在電容未加上去的時候,新增的電阻 R4 和 R3 串聯,其串聯值基本上可以看成原先的一枚 R3。當 C1 加進去之後亦未影響電路的靜止狀態,只是我們可以算出:R3+R4 的總合壓降應為 15.4 伏而 R3 與 R4 個別的壓降則決定於二阻值之比,設 R3 為 4K 歐姆,R4 為 1K 歐姆,則 R4 約有 3 伏壓降,R3 則有 12 伏壓降,因為 C1 是跨接在 R3 兩端的,所以下端的電壓必為 0 伏,上端則約為 +13 伏──這是電路靜止時全部電壓的情況。

  接著,讓我們試看看當有一信號促使 Q3 不導電的時候,來自 R3 R4 的電流全部流進 Q3 的基極,使 Q1 開始「稍稍」導電,而輸出點電壓則上升。而與此同時發生的動作是:由於 C1 下端接在輸出點上,所以其電壓也跟著上升,而 C1 上端的電壓則與原先的 +13 伏為基點與下端平行(維持兩端電壓)上升,如此亦步亦趨的結果,當輸出點電壓接近 +16 伏時,R3 上端的電壓則已被提升到到 16 伏 +12.4 伏=27.4 伏了。換句話說再信號為正半週的時候由於 C1 的加入,使得 R3 的端電壓永遠維持在 C1 端電壓減去 Q1 CB 間的 0.6 伏。所以它一方面在必要時提升了 R3 的供給電壓;另一方面也可以說 R3 獲得了恆定端壓的作用;再方面更使 Q1 基極獲得了足夠的驅動電流。

  C1 和 R4 加入後所生之作用,一般稱為增阻電路,那是由 Q3 對 R3 來看的,使 R3 不必設定得太低,事實上,如果它是一種增壓電路,可能更易令人明白。

  有了增壓電路之後,Q3 Pc 的要求只要略高於 Q1 Q2 Pc 的最小 Hfe 分之一就可以勝任了。例如 Q1 Q2 各用 30 瓦的晶體,而其最小 Hfe 估計為 20,則 Q3 只要用 1.5 瓦以上的晶體即可。

十八、輸出點電壓的控制和直流回授

  經過以上的討論,雖然電路差不多可以工作了,但 Q3 的基極還定在那裡。前面我們已經提到過輸出點的電壓是否在靜止時會等於零,將完全決定於對 Q3 基集的處理,它最好是可以在全機裝配完成之後精細加以調整,而且若能利用輸出點電壓的高低自動來校正則更妙。

  在以上兩項構想下,如圖 18A 一般的電路便出現了:

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  Q3 的基極偏壓是由輸出點經一可調電阻 VR1,來供給的,但如果只有 VR1,很可能造成太大的回授(交直流回授量相等),所以在 Q3 基極到 -Vcc 之間,另加一電阻 R5 以為分壓。這樣的電路結構就成了早期 OTL 電路的典型架構。而在實際電路上,為了彌補全電路電壓增一之不足,大多數典型的 OTL 電路,都在此前另加一級獨立的電壓放大級,並另加交流回授網路,如圖 18B。此種結構之線路近年來已鮮少有廠家再使用,於此不擬詳述。

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十九、典型的 OTL 擴大機基本線路

  圖 19 是近年來偶然仍會出現的典型 OTL 擴大機的線路,有心對 SEPP 擴大機做更深入而實際探討的讀者,筆者建議不妨以此線路的實際實驗為開始,且莫以結構簡單而不屑一裝,因為這是根本的根本。

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  圖中由 Q1 到 Q3 及 R4 以前(本文採取倒述方式,零件編號亦由後而前)的電路動作,我們不再重述.茲將必要再提醒者摘要如次:

輸出瓦數的決定:由於結構簡單,不宜做太大的功率輸出,暫以 10 瓦以內為目標是比較可靠。

Vcc 電壓的估計:在 8 歐姆負載下,希望有 10 瓦輸出,則其輸出電壓之 RMS 值為:

  Vout=8×10=9V

  9V RMS 值的峯到峯值為

  Vout(P-P)=9×2×2=26 伏

  26 伏就是至少必須的 Vcc 電壓,如果你非要做足 10 瓦輸出不可,不妨設定為 30 伏左右。

電源變壓器的設定:電壓設定有兩個方法,一是由 Vcc 電壓反求 RMS 電壓為:30/2=21 伏,另一則由輸出電壓之 RMS 值 9 伏乘 2 再酌加 10~20% 亦大約為 20~22 伏之間。

  電流之設定則可由所需輸出瓦數酌加 20~30% 亦即 12 瓦左右再去除電壓 21 伏即得約 0.6A,這是一個聲道的要求,如要兩聲道共用,倍加即是。但 1.2A 的變壓器你可能買不到,用 1.5A 或 2A 甚至 3A 的變壓器均無妨,只是電壓不可再高了。

Q1 Q2 的選定:用 Pcmax 約為 20 瓦左右的塑膠包裝晶體即可,用 2N3055 亦無妨。

Q3 的選定:用 Pcmax 大約為 1 瓦左右的晶體,如 2N2219 或 2N3053 甚至於 9012 也不妨一試,只是注意它會有點熱。

R3 R4 串聯值約為 2~3K,此值則大約是 2 比 1 到 3 比 1 左右,故 R3 用 2.2K R4 用 1K 就可以了。

R1 R2 用 0.5 歐姆 1 瓦。

D1 D2 用 1N4148(萬不能用鍺二極體)。

R5 用 10 歐姆以下,或不用(短路)亦不妨。

C1 用 10~47uF。

C2 小補償電容約在 30P~100P 間。

  以上的電路可謂決定本機輸出特性(輸出電壓、電流及功率)的部分。而自 R6 以後的部分則是協助此電路達成既定的輸出要求:包括靜止狀態輸出點電壓、穩定、電壓增益的部分,其動作分析如次:

  在靜止狀態時 R7 及 C4 是完全沒有動作的,所以暫時不去算它。

  Q4 為一 PNP 型小信號晶體,接成集極輸出形式,對 Q4 而言,R8 是其集極電阻,阻值大約為 3~10K 歐姆間,如對 Q3 而言,則不妨把它看成是圖 18A 中的 R5,算是供給 Q3 偏壓的穩定電阻,而如果這樣看的時候,Q4 則可看成是圖 18A 中的 VR1,但 VR1 對 Q3 之作用是死的(只能給予調定後的固定偏流),而今以 Q4 來代替 VR1,就變成是活的驅動元件了,由於其射極是經由 R6 而接往輸出點,所以保持了圖 18A 中 VR1 對 Q3 的直流回授(自動調整輸出點電壓)作用,更由於 Q4 是集極輸出型式,所以有電壓增益,如能適切地控制這個增益,就免除圖 18B 另加的一級電壓放大器。

  R9 及 R10 是 Q4 的偏壓電阻,由於 Q4 射極是接在一「浮空」的輸出點上,若將 R8 忽略,即有射極隨耦的特性,所以 R9 R10 之分壓情況大致就能決定 Q4 之射極電壓(基極電壓 +0.6 伏),而這時,假如 R6 之值並不很大(在 R8 的若干分之一之內)壓降必然很小(R8 因接往 Q3 基極而由 Q3 基極到地,估計不會超出 0.7 伏),由是 R9 與 R10 之分壓若能取略低於 ½Vcc 電壓,不就可以控制輸出點電壓很接近於 ½Vcc 嗎?在實際設定 R9 R10 之阻值時,可取一級阻值之差,例如 R9 用 330K,R10 就用 270K,R9 用 270K,R10 就用 220K。

  就直流(靜止狀態)的工作情況而言,R6 並不是一定必要的,但此時你必須明白,由於輸出點對 Q4 射極之回授完全沒有隔離,交直流的回授量均到達 100% 使得 Q4 的增益仍然只有 1,而這並不合於我們的要求,為了獲得適當的電壓增益,所以加入了 R6 以限制其回授量。但如果只有 R6,對回授量的限制仍極為有限,因為 Q4 的阻抗太高(工作電流很小)了。這時我們便另加進了 R7 及 C4,以確實控制其交流的回授量。

  我們知道,電容器對直流是不導通的,所以有了C4,並不影響直流回授接近 100%,而交流回授卻被 R6 R7 之比值所限制了,實際的回授量概可由:R7/(R6+R7)來決定,而其增益則為(R6+R7)/R7 所限制。

  就一般情況而言,若有類似的交流回授限制電路出現,通常我們都是假定放大器的開環路(未施加負回授)增益相當地大,大到回授量和增益總合差距以上(如回授為 -27 分貝,增益為 +27 分貝,總合增益為 54 分貝),此時(R6+R7)/R7 則為回授後的增益,否則回授後之增益為開環路增益減回授量。

  後級擴大機的全電路增益通常由所能獲得的前級輸出電壓及後級輸出電壓來決定,如果前級是獨立的,可設定其輸出約為 1 伏,此時本機之輸出既為 9 伏,則本級所應有的電壓放大為 9 倍(19 分貝),我們可以據此求出(R6+R7)R7 之值:先設定 R6 為 1K 歐姆,則 R7 約為 120 歐姆,如果希望增益稍大些,R7 可用 100 歐姆。

  討論至此,或可能已有讀者發生疑問了,圖 19 的線路只是合作 OTL 輸出嗎?如果改供給正負電源的話,能不能成為 OCL 輸出呢?這個答案是否定的,其原因則完全由於 Q4 及 R8 這一接法上。當本電路之所有地端均改為 -Vcc 時,R8 自然也被接在 -Vcc 上,我們必須了解任何經過整流濾波的電波,是很難將其紋波成分完全消除,為了消除哼聲,一般均要用到對稱對消法,例如 Q1 Q2 分別被接到 ±Vcc 上,則其紋波可以互相對消,輸出點的紋波可以假定是零,Q4 之基極雖接於無紋波之輸出點,但集極卻有來自 R8 的紋波,此紋波經 Q3 放大而成為輸出形成哼聲。所以在此情形下,Q1 Q2 Q3 固然已具備了 OCL 的條件,而 Q4 則是非對稱的,因此由 Q4 所產生的哼聲,只好遷就於將 Q2 Q3 改成非對稱形式(Q1 Q2 若只由 Q1 供給單極性 Vcc 電壓,則輸出點將有 ½ 的紋波存在)而由其產生的紋波負回授給 Q1 去產生對消的作用。

  此電路既只能做成 OTL 輸出,輸入和輸出都必須用電容予以隔開,其中 C5 左端應賦予對地為零的電壓,是故加上 R11,而 C5 右端則有接近 ½Vcc 的電壓,是故極性不可弄反。

  至於 C3 約用 1000~2000uF,左邊有 ½Vcc 電壓右邊為零,為了保證無論接不接喇叭,右邊電壓均為零,也可以加上一只數十歐姆的電阻到地。

  本機接上喇叭之後,在開機之瞬間,輸出點電壓除受 C4 之限制外,可很快到達 ½Vcc,使喇叭發出衝擊聲。防止的方法是把 R9 分成兩段(如用 100K 及 180K 串聯為 280K),中間則加上一數百 uF 電容到地,緩和 Q4 基極電壓的迅速上升。至於在實際裝機時,則希望讀者參照以前各節所述,逐級試驗,才能對電路動作原理有所了解。(下期續)

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