由於伺服環路能夠解決某些直接交連擴大機先天所具有的問題,因此伺服環路便逐漸廣泛地用在一般前置擴大機及功率擴大機上。本文主要係介紹這種電路的工作原理、及如何利用這種電路來消除因電容器所產生的失真問題。同時,我們也介紹四種主要的直流伺服環路(DC servo Loop)及其設計方程式,利用這些公式,讀者可以很容易地計算環路在頻率響應及輸出入阻抗方面的特性。而且可以舉一反三,把它用到你自己的前置擴大機及功率擴大機上,甚至用到你自己的電路設計上。
目前許多前置擴大機及功率擴大機的電路,都是採用直接交連的設計。這種電路的優點,不僅只是能夠提供可低到0Hz的平坦響應;而且除掉了所有可能導致音質惡化的交連電容。不過,把擴大機的響應延伸到直流也有一些缺點,就是擴大機輸入的補償電壓,或者來自信號源的一些不必要的直流電壓,也會和音頻信號一齊放大。
要想降低擴大機的輸入補償電壓,通常是很難的。配對良好的輸入電晶體、雙極或FET,都可以減少擴大機輸入級因電晶體特性的差異及熱效應,而需要的補償電壓。可是由於電晶體無法配到天衣無縫,零件老化及其他許多理由,都使得我們無法完全藉著選擇零件來解決補償的這個問題。你還是得經常調整補償電壓;配對良好的零件通常也比較昂貴,不容易購得。
我們所需要的是一種構造簡單、價格低廉的電路,它能夠隨著擴大機輸入補償電壓(及任何不必要的直流輸入信號)的改變,而自動予以補償;同時在消除那些不必要的電壓之時,不彙對擴大機的音頻響應產生可以察覺出來的影響。直流伺服電路就是在這種需求之下,所發展出來的設計。
圖一至圖四所示的,是四種主要的直流伺服環路電路,相關的計算式則列在表一至表四中。四種電路的一些可資比較的特性都列了出來,只要再加上少許的其他零件,即使採用反相積分器的線路,在使用上也不會太困難。
所有這些電路的核心,都是以運算放大器為骨幹,加上其他一些附屬零件,構成主擴大機的一個附加負回授環路。這個環路只在極低頻及直流時,才對擴大機有所影響,在音頻範圍內,它是沒什麼作用的。
通常我們以系統之時間響應的觀點來探討積分器的運作情形,換句話說,我們把積分器的輸出電壓Vo╵(t)視為輸入電壓Vi╵(t)的一個函數。此時,我們把注意力放在頻率為f的正弦波響應上,這樣子比較簡單,也較實用些。參見圖五,對這種輸入信號而言,積分器的電壓增益──輸出電壓Vo╵(f)對輸入電壓Vi╵(f)的比率──就是:Ao╵(f)=1/j2
πfR7C1。
主擴大機的輸出是接到積分器的輸入上;積分器的輸出則經由一個電阻分壓器,接到主擴大機的輸入之一(至於究竟是反相輸入、抑或非反相輸入,則端視你所使用四種型式電路的哪種而定)。在極低頻及直流時,積分器的電壓增益相當的高,從主擴大機的輸入端便有大量地信號進入伺服環路。回授電壓便會抵消所有出現在主擴大機輸入上的低頻或直流信號(包括擴大機的有效輸入補償電壓在內)。因此大幅度地消減了加在主擴大機輸入端的低頻及直流信號,出現在主擴大機輸出端的補償電壓,就僅剩下積分電路的有效輸入補償電壓了。在音頻範圍內,積分器的增益則相當地低,伺服環路的回授電壓幾乎等於零。所以在音頻範圍內時,直流伺服環路對擴大機沒有作用,就好像不存在似的。
表一至表四內的特性,是依據理想的運算放大器(無限大的開環路增益及輸入阻抗,零輸出阻抗)所求得的。主擴大機的任何不及理想放大器特性之處,在實際放大器設計之時,都會稍微影響直流伺服環路的特性。所有適於此處的IC運算放大器,都具有高的開環路增益及輸入阻抗,所以表一至表四所列出的那些公式,還不致有顯著的出入。
圖一和表一所示之電路,伺服環路回授電壓係加在主放大器的非反相輸入上。R1與R2的接點是一個匯合點,和反相回授運算放大器的反相輸入匯合點相當。因此,此電路的直流及低頻之輸入阻抗便相當R1之值;R1在電路裡係防止在極低頻及直流時,輸入電壓源的對地短路。通常R1約在1~10KΩ間,以獲得合理的最小輸入阻抗,而不致受主擴大機的輸入分路電容,導致犧牲電路的高頻特性。R2值則依普通沒有伺服環路時之情況而設計(通常R2近似20倍的R1)。
主擴大機不需要再添加運算放大器,伺服環路對任何直接交連非反相擴大機均相當優秀。此時,在表一內,可以擴大機的閉環路增益取代式中的1+(R6/R5),以計算電路的電壓增益、低折角頻率及輸入阻抗。
圖二所示之電路,係使用一個非反相積分器,再加上一對電阻及電容,R8和C2。由於回授電壓是接到主擴大機的反相輸入端,所以伺服環路不影響原電路的輸入阻抗。
圖三及表三所示的電路,是Dynaco PAT-5前級再改良時所採用的電路(參閱音響技術第63期,第64~74頁),主擴大機及積分器均為反相型式的,因為直流伺服環路不影響輸入阻抗,所以我們可以不考慮主擴大機電路的輸入部分。在非伺服環路設計時,R1與R6之值相同。
圖四及表四,也是採用非反相積分器,所以需要R8及C2。此時,因為受伺服環路的回授電壓之影響所致,在極低頻及直流時,輸入阻抗會增加一些。讓R2約等於20倍R1,使音頻時之主擴大機的負回授最大。
和圖一是一樣,也不需要替主擴大機添加運算放大器,伺服環路可以直接交連到反相擴大機上。此時,再表四內,可用主擴大機的閉環路增益值(為正值)來取代式中的R6/R1,以計算電路的電壓增益、折角頻率及輸入阻抗。
圖六比較了一個典型的直流伺服環路分別用在不同設計。但類似的放大器上之特性變化,這些放大器之不同在於或者使用輸入交連電容、或在放大器的回授網路上裝有低頻滑落電容。結果顯示,伺服環路的設計,能夠只利用相當小的高品質電容(1μF,聚丙烯或多苯乙烯),就能獲得相當延伸的低頻響應。圖六的線路A中,交連電容阻隔了信號中的直流電壓成分,但並不影響放大器的輸入補償電壓,這個電壓便也隨著音頻信號一齊放大。線路B中的回售電容使電路的直流電壓增益減小為一,所以放大器的輸入補償電壓並不會被放大。回授電容通常需要採用電解質電容器,所以這個電路會因電解電容器產生可察覺的失真。
圖六的線路C,則是採用特性絕佳的直流伺服環路之設計。它的輸出補償電壓可以相當地小──約1mV或更少。我們可以使用高品質的電容,使用電容器而產生的失真減到可以忽略的程度。在音頻範圍內,直流伺服環路等於沒有作用,所以並不影響主放大器的音頻特性。伺服環路雖然比電路A或B使用更多的零件,不過這些零件並不會體積特別龐大、特別昂貴、或不易購得。
圖七是實際的非反相及反相積分電路圖,圖上的零件數值如表五所示。積分器的設計,具有相當大的彈性,在某種程度內,某些零件的數值之選擇,有相當的彈性。例如:你可以藉著增加電阻R7~R9的阻值,及減少電容C1~C3的電容值;犧牲較大的輸出補償電壓,以降低電容性失真。
表五提供的R3及R4建議值,可使直流伺服環路具有補償120mV以下的輸入補償電壓之能力。倘若主放大器的補償電壓(包括它本身的補償電壓、及任何對信號源的補償電壓在內)大於或小於120mV,可以利用R3的增減來調整。
如果你把非反相積分器用在一個輸出峰值電壓可超過
±15V的主擴大機上,那麼就需要使用圖七上所示的二極體來保護IC1,使非反相輸入驅動電壓不致超過它的電源電壓(通常是±15V)。要是你用的是洩漏電流非常低的二極體(如Siliconix公司的PAD-1),就可以直接把他們接到IC1的非反相輸入端,而不犧牲補償電壓。這時候就可以不需要C3 D1 D2及R9。如果你使用一般的保護二極體(如1N4148),就需要R9及C3,而不需要D3及D4。同時,由於R9=R7/10,二極體有低阻值的通路,可將洩漏電流導地,因此降低了IC1的有效輸入補償電壓。而且,R9C3≥0.1S,頻率超過6Hz以上時,主擴大機的輸出在40Vrms以下,保護二極體都沒有順向偏置。
倘若反相積分器所使用的運算放大器IC1之輸入,具有內藏差動電壓保護二極體,如LM308A或LM11,就不需要外加麼保護措施了。此時,推薦讀者使用R9及C3。這樣可以補償反相積分器由於IC1的輸出阻抗,在增益低時引起的特性不佳。
對音頻擴大機而言,IC1的標準頗不一致。迴轉率及單位增益頻率(unity gain frequency)並不重要,低輸入偏置電流、補償電流、補償電壓及高的直流增益和高輸入阻抗則較重要。
在應用上,LM308A(WJ-1A所採用的IC)就相當地理想。新的LM11當然更好,它的補償電流幾乎量不到,而偏置電流只有LM308A的百分之一。這種直流特性的獲得,是稍稍犧牲放大器的雜音而換取到的。不論你需要的是極低的低折角頻率(fo),或者是需要C1~C3的電容值盡可能地小,筆者都推薦使用LM11C。表六比較了一些諸如LM11C、LM308A及BI-FET系列之LF351運算放大器的一些重要直流特性。
四種直流伺服電路對新擴大機之設計或改良,都能提供良好的特性。在功率擴大機設計時,因為不需要保護二極體的緣故,反相積分器型式的伺服電路所需的零件較少。對前置擴大機而言,四種伺服電路則不分軒輊,優點一樣。
圖一及圖四所示的電路,在設計之時,會稍為複雜些,因為低折角頻率fo及允許最大輸入補償電壓不單單由R3及R4決定,同時也受R1及R2所控制。一般的設計裡,表中的建議零件值通常都具有良好的特性。表一至表四中的資料,都足夠設計一個可控制合理的有效輸入補償電壓之直流伺服環路電路之用。
在一部前置擴大機或功率擴大機上,加裝一個直流伺服環路,並不困難。IC1需要一個濾波良好、經過穩壓的±15V電源。如果伺服環路是要加裝在一個IC化的前置擴大機上,那麼這個前置擴大機的電源便也能同時供給IC1。倘若你要在一部功率擴大機上加裝伺服環路的話,一般的功率擴大機很可能沒有低電壓電源供應設置,這時候可能就還得加裝一個分離的電源部分,專供伺服環路之用。
改裝擴大機時,先拆掉輸入交連電容器(如果有的話)及擴大機負回授網路上的低頻滑落電容(如果有的話)輸入交連電容器就是圖十A及圖十B上標明為Cɑ的電容器。既然不拆掉交連電容器,整個電路依然能夠運作正常;不過別忘了,裝伺服環路的目的之一,就是要除掉可能使音質惡化的交連電容。如果不拆掉Cɑ,或者音源擴大機的輸出具有交連電容器,那麼交連電容器會增加低頻響應的滑落,使得低折角頻率異於表一~四所給的f(-3dB)值。不過音源擴大機是一部帶有輸出交連電容器的真空管型擴大機,那就千萬別動這個交連電容器!伺服電路所能控制的只是小補償電壓,不是高達200V的補償電壓。
低頻滑落電容就是圖十A上標明的Cɑ。電容倒是不須拆掉,用根跳線跨接兩端即可。倘若擴大機還有像圖十A上的電阻Rɑ,就得一併把它拆掉,此處就不能用跨接的跳線取代了。在輸入輸出均直接交連的擴大機上,直流伺服環路只有在輸入及輸出都對同一個地電位之下,才能適當地工作。
圖八是一個直流伺服環路電路採用反相積分器,可以用在非反相型擴大機(參見圖一及表一)和反相型擴大機(參見圖三及表三)上。這個電路已經被Hafler的DH-200和Dynaco的SF416功率擴大機(二者均屬非反相擴大機),以及Dynaco的PAT-5/WJ-1A改良前級擴大機(反相放大器部分)採用,效果十分良好。
如果把這個電路裝到擴大機上,如圖時所示。圖八上的R1及R2,只用於非反相擴大機上。要把這個電路裝在反相擴大機上時,就得把R3裝在主放大器的PC板上,以防止哼聲的拾取(PAT-5/WJ-1A就是這樣做的)。
要檢查直流伺服環路是否正常地運作,只須在改裝妥當之後,量量擴大機的輸出直流電壓。這個直流電壓應該只有幾個毫伏。如果量出來的電壓太高,就表示伺服環路不正常。重新檢查電路,看看有沒有裝錯的地方。量量IC1的輸出電壓,如果低於12V(假設IC1所用的電源是±15V),表示伺服電路部份正常。假使IC1的輸出電壓非常接近或大於12V,表示因為過大的補償電壓Vɑ或Vs,使電路工作不正常,解決之道便是增加R3之值。
有時候接地不良也會導致Vs產生異常大的電壓值。此時則須仔細檢查音源擴大機及主放大器,確信其間的接線。 (取材自The Audio Amateur 3/1982,原作者為Mr. Brian Clark)
表一~四中所列出的那些公式,雖然看起來頗嚇唬人,實際應用起來倒是頗簡單的。直流伺服環路電路之設計的第一步,便是先要曉得三件事:
①f(-3dB):擴大機加上直流伺服環路電路後,所需要的低折角頻率(由設計者決定)。
②Vs:信號源的輸出補償電壓(視情況而定)。
③Vɑ:擴大機待修正的輸入補償電壓。整個設計的過程最好以例子來說明,下面便是以Hafler DH-200功率擴大機之直流伺服環路電路的設計為例說明之。
假如你想要的電路是用在功率擴大機上,而且這個功率擴大機的前置擴大機是沒有直流伺服環路的直接交連前置擴大機。首先,你要決定Vs及Vɑ這兩個補償電壓值(這兩個電壓值分別為前置擴大機的輸出及功率擴大機的輸入補償電壓)。
①在前置擴大機的左聲道輸出上,接上一個可讀至10mV直流電壓的伏特計。把前置擴大機的電源打開,但不接上音頻信號,量出現在前置擴大機輸出的直流電壓。調整音量及平衡控制旋鈕,看看是否對此補償電壓有所影響。記下所量到的最大電壓值,此即左聲道之Vs值。依樣畫葫蘆,再量右聲道。如果輸出電壓低於10mV的話,通常你可以忽略它。為了保險起見,即使你量到的補償電壓低於10mV,仍取Vs=10mV來計算。
②量功率擴大機時,也依法泡製。首先,拆掉電路中所有的輸入交連電容及低頻滑落電容──這些以後在伺服電路中都用不上。輸入交連電容就是圖十A中,標明為Cɑ的那個電容;低頻滑落電容則是圖十A中標明為Cɑ的電容。大多數的功率擴大機都有這個電容器,可以用跳線取代原有的電容器。此時,功率擴大機便成為輸入到輸出都是直接交連的,直流的增益和音頻範圍的增益一樣。如果你的擴大機和圖十A一樣,包括電阻Rɑ,則把它一併拆掉(但不能用跳線連接原來裝電阻的地方!)。
接下來量電壓。不接任何輸入電壓,功率擴大機的輸入也不短路,量左右聲道輸出的直流電壓。量出的這個電壓值,除以功率擴大機的電壓增益,分別就是左右聲道的輸入補償電壓Vɑ。功率擴大機的電壓增益,可以從回授電阻值計算出來(參閱圖十A):電壓增益=(R5+R6)/R5。
對Hafler之DH200而言,在這種情況下量到的直流電壓分別是+1.5V及2.0V。因為Hafler的電壓增益為21,輸入補償電壓Vɑ就是+70mV及+95mV;這一步工作就到此結束。
由於反相積分器一般用起來較簡單,這個例子裡我們就採用它,假如功率擴大機是非反相的型式(最常見的情形),此時可選用的直流伺服環路電路,便是表一及圖一的電路。R5及R6係功率擴大機的原回授電阻,所以功率擴大機的增益就是(R6+R5)/R5。接下來要決定的就是R1~R4、R7及C1這些零件的數值了。
①先決定R1及R2。原功率擴大機通常有一個電阻從輸入接地。拆掉這個電阻,換成一個同樣大小的電阻當R2。改裝後的功率擴大機之輸入阻抗,就和原擴大機一樣了。然後選擇R1=R2/10,R1是改裝後之線路在直流時的輸入阻抗。
②接著計算R3及R4之值。假如IC1是採用LM301或者LM11,由於IC輸出電流能力的限制、及過小的負載阻抗下特性受限,R3+R4約為5~10KΩ。R3及R4的比值,和R1及R2之比值,決定IC1要抑制之補償電壓Vɑ及Vs所需的輸出電壓之程度。IC1的電源供應如果是±15V,那麼IC1最大可能輸出電壓約12V。為謹慎起見,通常在設計直流伺服環路時,使IC1的名義輸出電壓大約是這個數值的一半(6V)。
利用表一的最後一個公式,來計算R3及R4。由於在大多數的直流伺服環路設計裡,R3遠小於R4,因此這個公式可簡化成:(R4/R3)(1/R1){[R2+R3]Vs+[r1+r2+r3]Vɑ}=6v。
前面我們已決定了R1及R2值,Vs及Vɑ也量出來了。在這個方程式中,只剩下R3和R4未知。最妥善的辦法是替R3決定一個合理的值──1KΩ,然後用這個方程式計算R4之值:R4=6R1R3/{[R2+R3]Vs[R1+R2+R3]Vɑ}。式中所有的電壓單位都是伏特,所有的電阻單位是歐姆。以此處的Hafler DH-200直流伺服環路為例:R1=2,000,R2=20,000,Vs=0.01,Vɑ=0.095,若R3之值選擇1000,則R4=(6)(2,000)(1,000)/{[21,000](0.01)+[23,000](0.095)}=5.01KΩ。挑一個與這個數值最接近的標準阻值電阻做為R4。
下面利用所需的低折射角頻率[f(-3dB)],來選擇C1及R7。由於可使用的高品質電容有限,通常選擇C1是依有何種電容可用來決定(圖八上所列出的0.47μF聚丙烯膜電容,就是一個價格適中、性質不錯的選擇)。R7即由所需要的f(-3dB)值計算而得。以Hafler之DH-200為例,利用表一中的公式,計算如下:由於f(-3dB)值很罕見要求非常精確,因此我們可將公式簡化。若R1≪R2,R3≪R4,而R5≪R6,則R7=R1R3R6/[6.3(R2+R3)R4R5f(-3dB)C1],然後挑一個與這個計算值最接近的標準值電阻。
到此可算告一個段落了,一個實際積分電路所需的其餘零件值,可參見表五及圖八。
轉載音響技術第85期JAN. 1983 直流伺服環路的設計/趙建雄(取材自The Audio Amateur 3/1982,原作者為Mr. Brian Clark)
留言列表
