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  傳統的後級放大器,電流放大部分是以雙極性(BIPOLAR)功率晶體為之。眾所皆知的,雙極性晶體於實際電路的應用上有其先天性的缺點,最明顯的就是集極電流是正的溫度係數,也就是說集極電流隨溫度上升而增加,以及熱跑脫(THERMAL RUNAWAY)的現象使一部分功率轉換成熱能銷耗掉。而MOSFET沒有此種現象,因此功率型的MOSFET晶體就為此需要而發展,並於後級放大器內廣泛的使用。本篇將介紹一部以日立MOSFET功率晶體2SK134/2SJ49為輸出級的後級放大器。

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FET優點多

  未談到電路前,先來了解MOSFET功率晶體的特性及優點。圖一所示是MOSFET再三種溫度下的轉移特性曲線,洩極電流隨溫度的上升而減少,也就是沒有溫度穩定的問題,電路內偏壓也就不需溫度補償的設計,也沒有安全工作範圍的限制,勿須處心積慮的加上保護電路(電壓或電流限制器)。其他與音響有關的,例如:極高的轉換速度、寬廣的頻率響應以及輸入阻抗等,都是MOSFET晶體的優點。當然,沒有東西是十全十美的,MOSFET也有缺點,對應用上影響較大的就是MOSFET洩──源極導通阻抗比雙極性晶體為高,以2SK134/2SJ49而言,大約是1,假如5A電流流過,則會產生5V的壓降,增加功率損耗,減少輸出效率。雙即興晶體則比較低,大約0.2~0.6V的壓降而已。另外MOSFET最大洩極電流一般都比雙極性晶體低,2SK134/2SJ49最高7A,而普通雙極性晶體如2N3055集極電流可達15A之高,所以欲作大功率輸出,則須2對以上晶體並聯才適合。

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  MOSFET功率晶體輸出,最簡單的就是源極(SOURCE)隨耦器的接法,故對此種電路特性及條件必須先瞭解。圖二所示為源極隨耦器與雙極性晶體射極隨耦器的頻率響應比較圖,-3dB處的頻寬,MOSFET比雙極性晶體高10倍以上,且雙極性晶體因輸入阻抗較低,輸出級前需加一驅動級(通常接成達靈頓型式),所以對整個電路的頻寬就更為不利。MOSFET輸入阻抗極高,不需多加一級源極隨耦器來驅動。然而MOSFET的高輸入阻抗是呈電容性的,且容量頗大,大約600~1000pF之間,不過只要驅動級有足夠的電流輸出,使輸入電容能快速的充、放電,這輸入電容的影響就可減低而為實際需要所接受。最小的驅動電流可依下法求得:假設欲驅動的電容總和為1000pF,則欲使40KHz訊號充電達30V峯值(等於60W輸出)的驅動電流為:i=S˙C

  S為迴轉率(Slew Rate)=2˙π˙f˙Vpeak

  C為欲驅動的電容和,f為工作最低頻率

  Vpeak為訊號電壓峯值。

  則S=2˙π˙40˙10³˙30=7.5V/μS

  故最小驅動電流i=7.5˙10˙1000˙10⁻¹²=7.5mA,

當然我們不會把放大器的頻寬設計只達40KHz而已,最少也要比計算值高5倍以上,約30~40mA的驅動電流才能滿足需要。

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  然後再來看看驅動級怎樣把30mA的電流送出來:圖三所示,Q1 Q2為輸入差動放大器,Q2為射極隨耦器,Q4為電流耦合晶體。V1與V2 VBE(Q3)與VEB(Q4)的關係可化成等效電路圖四,由網路內電壓和等於零原理可得V1+VBE(Q3)=V2+VEB(Q4);

  但VBE(Q3)=VEB(Q4)

  V1=V2也就是說R1與R2上的壓降相等。由圖三知

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  恒流源Io的典型值為2mA,則式為R1/R2=(I2+1)/1=I2+1,I2為驅動電流需要30mA,故R1值必為R2值的31倍,弱R1為2.2K,則R2等於73.3Ω(選用68Ω),這是正半週的情況,負半週將晶體改為對稱型,並將兩者合併就是完整的差動放大驅動電路。

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所用晶體特性優異

  圖五為完整電路圖:Q1 Q2(NPN)與Q5 Q6(PNP)晶體構成雙差動輸入放大,工作在大約50V左右,所以VCEO不可低於60V,且hfe值愈高愈佳,可減少偏流誤差至最小程度,嚴格地講,NPN與PNP的匹配並不很需要,只要hfe值範圍相同,且hfe值夠高的話就很實用了。可用MPS8099(NPN)極MPS8599(PNP),hfe 1mA額定值100~300,或BC456B(NPN)和BC556(PNP),VCEO=65V,hfe 2mA額定值180~450;孿生管2N2920(NPN)和2N3811(PNP)則更佳,VCEO=60V,hfe 1mA額定值300~600,圖六為這三對晶體的接腳底視圖。

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  Q3與Q4提供2mA工作電流的恒流源,要求不很嚴格,hfe要求不必很高,可用MPSL01與MPSL51。D1 D2為穩壓二極體,給Q3 Q4固定偏壓用,原圖使用LM850Z穩壓晶體不易獲得,可改用普通4.7V ½W穩壓二極體,不過R10與R12需改為2KΩ,D1與D2穩壓值不可太高,否則將影響差動晶體工作電壓擺幅。

  C1 R1 C2 R2為輸入網路,C1隔絕由前後輸出之直流電壓,最小值2.2μ,本機使用4.7μ。能用無極性電容是最理想,或用兩只10μ電解電容,將極性相反串聯亦可。

  R1-C2為低通網路用以衰減185KHz以上之雜頻,且衰減點與前級之輸出阻抗有關係;假如前級輸出阻抗為10KΩ,則與R1串聯以後之網路特性將使-3dB處的頻寬只有40KHz而已,這是能容忍的最低限,所以應選用低輸出阻抗之前級來匹配,不然就必須改C2了,可依下式求得:

  開始衰減頻率f=½˙π˙R1˙C2

設前級之輸出阻抗很低,忽略不計,以本機為例

  R1=2.2K, C2=390pF,

則 f=½π˙390˙10⁻¹²˙2.2˙10³=185495Hz185KHz

若前級輸出阻抗10K,則C2=½˙π˙R1'˙f˙R1'=R1+前級輸出阻抗=10K+2.2K=12.2K

得 C2=½π˙12.2˙10³˙185˙10³71pF,因此可依前級之輸出阻抗大小將C2做適當的修改。R2值約等於本機的輸入阻抗,為使直流輸出最小,應與R22值相同。R21 R22 R23 R24 C5及C6構成回授網路,R22為回授之直流迴路,R21-R23為回授之交流迴路,C5將兩者隔離,並使用鉭質電容為佳,或以兩只1000μ電解電容極性相反串聯。

 

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Q8 Q9為驅動晶體,工作電流約31mA,Pc約等於1.5W,因此選用Pc 2W以上之晶體並加裝散熱片才安全。本機使用塑膠包裝中功率晶體MJE340(NPN)、MJE350(PNP),圖七為接腳圖。Q7 Q9為射極隨耦器,工作電流不超過5mA,最少輸出1mA電流至Q8與Q10之基極,可用MPSL01/MPSL51。

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  Q11為輸出偏壓晶體,音MOSFET不需溫度補償,Q11也就不需裝在輸出級的散熱片上,Ic在100mA以上為佳,本機以MPS55伺候。

  二極體D3 D6與Zener D4 D5為MOSFET閘──源極崩潰(Break Down)保護電路,在正常情況下D3 D6開路,若有瞬間電壓(spike)超過10.6V則D3 D6導通,不致損毀MOSFET,2SK134/2SJ49崩潰額定值為14V。

  電感L及R31可避免電容性負載在高頻時使輸出呈短路現象,因L阻抗隨頻率升高而增加。L可自製,第一種方法用1.2mm漆包線繞在鐵粉心上共兩層12圈,第二種在塑膠棒上繞一層16圈,詳細尺寸如圖八所示。

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沒有保護電路

  R32 C11使輸出端呈電阻性負載,喇叭阻抗會隨頻率的改變而增減,R32 C11可使放大器工作在一定的電阻性負載內。D7與D8防止喇叭線圈所產生的背馳電壓損壞MOSFET,R33 R34不焊在PC板上,而直接焊在PC板閘級輸出端子上,另一端拉限制MOSFET閘極。C12也是直接焊在PC板洩極端子上,且此端子須在MOSFET功率晶體附近,可將端子裝在散熱片上接地之。

  本機使用電壓空載時±50VDC,滿載輸出時不可低於±45VDC,以確保有8Ω 60W輸出。變壓器容量200VA,次級電壓35或36V抽頭均可。圖九為二聲道之接線圖,注意有一聲道入負端並沒直接到機殼接地,而是在負端接一枚2.7Ω ½W電阻到機殼。

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  全機靜態工作電流約150mA,可使用電流表與一快熔保險絲串聯,調整可變電阻P而得之,MOSFET功率晶體靜態工作電流的約100mA。

 

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本機沒有電壓或電流取樣限制電路,也沒有輸出短路保護電路,簡潔且信賴度甚高,縱使短時間輸出短路也不致燒毀電路,此乃MOSFET之助。

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轉載音響技術第83期NOV. 1982 包君滿意的MOS FET後級/張嘉雄/(取材自Audio Amateur 2/1982,原作者為Erno Borbely)

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