IV.仿製開始:

  作者介紹SE-A1的目的,主要在於仿製。一般所謂仿製從來皆是仿製線路主體,或全盤仿製,或去其頭尾,或加油添醋;把這部份弄好了,便算仿製成功。然則作者所要進行的仿製,卻是電源部分──浮壓理論;因為SE-A1所以與眾不同,唯浮壓理論而已,線路固然高級,但哪部不可以用?而使用浮壓理論者,數遍天下,唯SE-A1而已。

  動手以前,若對浮壓理論仍不放心,不妨將圖六再做一遍,但改用變壓器作浮壓電源,經整流濾波後加在電容上,電容中點接入信號產生器,以正弦波加入,然後以示波器觀察電容正負兩端之波形。通常可以發現電容兩端之波形是與輸入信號完全相同之正弦波,如果示波器是雙線輸入(如有四線轉換器的更好),將可以看到輸入信號分別與正負電源端之波形的同步情況,並且可以看到波形間之DC電壓差是始終保持恆定的,這證明了浮壓的可行性。如其不然,一定哪裡弄錯了。

  試製初期,尚不能肯定是否成功,為避免白費心神,線路使用現成者──作者向音技訂了四片SF-106 PC板。SF-106為徹頭徹尾之全互補對稱設計,用為試製線路,再恰當不過。每聲道使用兩片,不過因為SF-106 PC板只規劃至電壓放大級外加一級電流放大級,故所用零件及外加電壓值均相同,毋需顧慮。另兩級電流放大用散熱片固定好,自成單元。準備好後檢查一遍,總計一聲道有四單元:兩片SF-106、兩單元電流放大。

  兩片SF-106用示波器觀察,都稍有輕微高頻振盪,在第二電壓放大級晶體之基集極間併入一只20pF電容後消失。頻率響應自20~20KHz內完全平坦,已合乎一般要求,至此可以開始連接。連接前先畫下簡圖如圖七,以確保連接無誤。

  實際的結果,除了因疏忽而導致兩次災變以外,跟所預期者完全相同。以雙線示波器觀察各重點波形,至滿意情況為止,共用了一個星期之夜晚時間。

  實驗部分所用之零件,原可以將之定型製為成品,只需將已實驗完成之單元複製一組即可。但作者更大的企圖是另找一個線路,以為作者自己做這一次「有意義」之實驗留個紀念。這樣一來,所有的一切,都必須從頭再來,並且肯定除了自己動手以外,別無他途。

  新的線路仍然是全互補對稱型,理由是除了相信會有較好之特性以外,一般完成品在使用一段時日後,使用者往往會莫名奇妙地對放大器發出怨言,原因之一,祇為線路之不合時宜,全互補對稱型線路之一般評價,將可以延遲這種心理狀態之早日來臨。

  因為SF-106是從頭至尾之全互補對稱型,所以新線路仍從此出發,直接在SF-106上動手。首先從PC板上拆下Q1~Q4,做者原先使用2SA798/C1583,這是一對互補Dual Tr,各只有五隻腳,因之不能接射極電阻,實用時本級將可能因過大之放大率導致特性劣化。剪除後換裝晶體為2SA872A/872A//C1775A/1775A,並在各枚晶體E腳至PC板間串入一枚100Ω電阻,以限制本級增益。另一片如法泡製,但再加上4枚同好晶體在原Q1~Q4集極至電源間,以為串級放大,並剪除Q2 Q4集極至Q5 Q6射極之連線,修改後之情形如圖八,除此以外,其餘零件亦稍作修改。作這樣不同修正之目的,主要著眼於頻率響應之比較。因為作者目前尚無失真計,且所自製之信號產生器屬三角波整型者,其高達1%之失真數字不足以作為失真比較之信號源,但應付頻率響應則足足有餘。

  實測結果,在電源±50V輸入為1Vrms時,至20KHz時全無衰落,至100KHz大約在-2dB上下,加有串級放大者,稍優於另一組,100KHz輸出時為1K時之80%(-1.9dB)。這樣的差異,由於頻率遠大於聲頻,實不足以作為採用憑藉。

  將第一片SF-106二度修改,串入一對A872A/C1775A在Q1 Q3之集極上方以為串級(仿雙快槍型式),略作修改後再與第二片SF-106比較,實驗條件不變的情況下,至100KHz時,幾無差距可言。

  作者原來預計在串級晶體上再加一級電流反射,但想像中此舉將白費心力,徒然使第一電壓放大級的晶體增加至12枚而已,考慮幾天後放棄這個念頭,改由第二電壓級著手。本級由Q5 Q6構成,原先使用MPSA56/06,修改部份仍是在第一片PC板上加入一對同號晶體,成為Darlington放大,理由前文已經說明。這次修改極為簡單,包含掉換R7 R8在內,幾分鐘便可完成。修改後再比較,跟第二次相比毫無差異。這說明在同一零件水準時,一旦線路架構進化至某一程度,其所表現之特性往往已經定型,重大的改善,或者只是天方夜譚。

  作者沒有進行第四次修改實驗,乃基於改善有限之心理。然而作者最後試製時,仍作了部份修改,除了第二電壓放大級採達靈頓以外,又串了一枚晶體作為串級放大,雖然如此,作者也瞧不出有任何明顯的改善──以上的修改,若以失真儀測量,或許可以回答。

  圖九為最後定型的單一放大級,當作浮壓A*類時,仍必須使用兩組為一聲道。

V.再修改

  作者完成圖九的線路的實驗與製作(只有單聲道)後,整整一個月的時間,一直沒有把它裝入機箱裡,而僅僅以一張1尺半長之鋁皮作為安身立命之骨架(你當然不致以為作者沒錢?!在這次漫長但不十分連續之實驗試製過程中,作者因疏忽而損毀的零件已足夠支付一個普通機箱有餘)。這一個月當中,作者天天面對它,也為了是否要將它就此定型而大傷腦筋。按說Technics如此超絕之新A類已然夠好,不應該再有任何挑剔的言語。然則一件不容否認的事實是:沒有一部放大器是十全十美的,再好的放大器,總有挑得出毛病,因此我們可以理直氣壯的這樣懷疑,兩組相同之放大器,即使在用料相同,條件相同之情況下做同一測試,其輸出特性乃像人之指紋,難能有兩個會完全相同,這些差異包含各類型失真以及相位特性,這些差異對一般放大器毫無影響,但對Technics之浮壓理論來說,就某些方面而言,將具有不平常的意義。Technics SE-A1性能縱然優異超絕,但相位差無異也會存在於SE-A1之兩併聯放大級間;以Technics之能,它可以不計代價用盡所有可以改善之方法(SE-A1之高價,或許便包含了相當的「改善」價格),比如用最好的材料,多方調換實驗各主動元件,直到最好為止。Technics可以這樣做,便因為它是Technics,業餘者則無能為力,如果說,不同型類之晶體是造成相位差異之最大因素,業餘者將因拿不到足量可試之晶體而功虧一簣;最嚴重之情況下,浮壓理論可能會被糟蹋得面目全非。

  到目前為止,我的說明仍相當籠統,未指出相位特性在浮壓理論中到底扮演何等角色,讀者中必然有一部分不明白我究竟指的哪些。以下我將以部分文字來說明這種情況。前文提及,P1輸出級之浮壓電源是由P2輸出端所驅動。無信號時P2輸出端不動,浮壓電源兩端為±5V,極為穩定。當輸出信號時,P2輸出端將以0V為對稱點做±Vo之信號擺幅,浮壓電源兩端則各以±5V為基準點也做±Vo之擺幅,這三個信號波形完全相同並且同步,直至數十千赫也無問題。我們回來看P1,如果P1之輸出特性與P2完全相同,則P1之波形將完全重疊在P2之上而與浮壓電源波形保持同步乃殆無疑義,則不論任何輸出波形,P1之輸出信號──乃真正之主輸出──將恆在浮壓兩端之電源波形包絡(Envelop)間擺動,且恆保持±5V之差距,這是指理想情況,而實際上的情況是,由於P1 P2之輸出波形會有相位差異存在,且浮壓電源波形是由P2驅動,而非P1,是故真正輸出至喇叭之信號並不與電源完全同步,則輸出波形與浮壓電源波形不再保持5V之恆定壓差,而變為5V±X,P1 P2之輸出相位差異越大,X即越大。例如P1導前P2,則P1波形距+5V之電源壓差將減為4V,距-5V者則增6V,導前越多(意即相位差越大),兩端差距越多。在小訊號時,由於浮壓兩端提供了10V之包絡空間,可以使P1之輸出端輕易地游刃其間而有餘,即使較大的相位差也不致越出包絡以外;但是在大訊號之情況下,相位問題將極為嚴重,即使只是微小的相位差,也將使訊號在未達額定輸出之前便逸出包絡以外,這個情況可由圖十中看出來。在此種情況下,輸出晶體之基極電位超越了集極電位,晶體是在反常下工作,失真率將因此大增不說,輸出晶體往往會因這種反常情況而在不知不覺間毀於一旦。

  從根本上使相位問題降低到0,當然是理想的解決方法。不過,就一個業餘者來說,這種改善將因困難重重而變得不切實際。除此而外,對一個已全然了解上述問題的人,應該可以想到,如果太小的樊籠兜不住一隻憤怒掙扎的獅子,改用大一些的將是個好方法。我的意思是:如果放大器在額定輸出或最大輸出之前,輸出信號已瀕臨電源波形之邊緣,且有越軌之顧慮時,把浮壓電源之靜態值稍稍提升,此顧慮將因包絡之擴大而稍稍紓解。較大之相位差應有更大之游刃空間,意即要把浮壓電源提升得更高。但過高之電壓將與浮壓之基本理論背道而馳,如此將逐漸抵消它超低熱號之優點。一旦把浮壓提升至±10V或±20V以上仍不能有效地「圍住」P1之輸出信號,這表示兩放大級間之相位問題已嚴重到不像話的程度,作者建議應當重新考慮相位差之改善或另起爐灶,否則,乾脆改為傳統之A類方式。老A類除了多損耗一些熱能以外,使用者至少可獲取一些心理平衡──作者相信,使用者之心理狀態將是肯定機器好壞之主要因素之一──一旦心裡起疑,百萬器材終將棄如敝履。

  以上敘述,並非危言聳聽,至少Technics並不排斥相位問題之事實。當相位問題已然存在並且有威脅性之時,業餘者嘗試去進行與廠家相同方式之改善工作,顯然是不智之舉。作者在尚未受到相位問題威脅之前,心裡已極端不舒坦,在經一段時間考慮後,決議放棄已完成之結果,另謀出路,所以,一切只好重來一遍。

  完全捨棄原來之線路是不可能,比較經濟的作法是從原線路再出發。作者首先想到的是「二合一」──把兩組線路「濃縮」為一組。既然兩組相同之放大級間免不了會有相位問題,如果可以找出發生相位問題之主要所在,適切地除去這一部份元件後加以合併或許是可行的方法──如果此法果然可行,我們應當了解此舉絕非為了省錢,而主要是改善相位問題,相位問題背後或許還有一些未曾留意的問題能夠同時獲得改善,它們絕對也比省錢來得有意義;明白地說,省錢不過是改善可行後之一個「附加價值」而已。

  這一次的實驗仍然在兩塊SF-106及已完成之圖九線路板上進行,作者沒有把握去找一組有嚴重相位問題之PC板來進行實驗。書本之印象與實驗結果都證明同一事實:同信號驅動時,具有電壓增益之放大級將比無增益者產生更明顯的相位差。這說明了兩相同放大級所以會有不同之輸出相位,大部分是由具有增益之電壓放大級所引起,第一組放大級之輸出對輸入所產生相移如果不同於第二組,一旦輸入併連,兩輸出端之間免不了便有相位問題。假若經由有效之調整可以使得有較大相移量之一組放大級,降低至與另一組相同,則兩輸出端之相位差異將可以降到最小(當於,相位問題絕不是像代數1加1等於2那麼單純而已。)

  問題又來了。即使相位果然可以調整,但要達到所謂有效調整,卻仍是不可預期之事,很可能付出與所得會形成極大的不平衡比例。不過,作者前面提到過的「二合一」──把兩個會產生相位問題之電壓放大部分合而為一,使它失去作相位比較之機會。以這合併的信號去驅動兩組輸出級(電壓增益為1),兩輸出端的相位差異將會變得微乎其微。是則主輸出端(O/P 2)之輸出信號不但不會越出浮壓電源兩端,並且可以在最小相位差之情況下,與浮壓波形保持同步──作者如是想。

  合併的方法或許很多,但肯定會比較複雜(如果你認為複雜好的話),作者採用了最不傷腦筋的一樣,直接去掉其中一組電壓放大部份,由僅剩的一組來同時驅動兩個輸出級,即以同相信號驅動兩輸出級,則兩輸出端也應輸出同相信號,若以示波器作李沙育圖形觀察,至少聲頻內看不出來才對。事實上作者比較結果,至32KHz時,示波器僅有本身的殘留相位失真,32KHz是作者所使用之信號產生器穩定情況下之最高頻。

  接下來的問題是:如何以一組電壓放大級之輸出去同時驅動兩組需要不同偏壓的輸出級。前文提及,P1 P2之輸出級分別工作在A類、B類,在圖九中,輸出級是三級達靈頓串接,B類工作方式下,大約要有3.6V(0.6V×6)的偏壓,A類則在3.6V以上,最高視情況可能疊加1V以上,這樣兩組不同偏壓,如何能以尋常放大器之單一偏壓來應付?作者考慮到的只有修改一途:

  A、如圖十一a:將圖九中之第二電壓放大級之串級輸出晶體Q9 Q12與偏壓晶體Q21各自一分為二,由Q9A Q12A Q21A合成一組偏壓,供應高壓B類輸出級約3.6V之偏壓,Q9B Q12B Q21B組成第二組偏壓以供應浮壓A類大於3.6V之偏壓,這個方法新奇或許是有的,能否工作或者有人會懷疑,但從圖九的線路可以工作之性能來論,圖十一a可以工作當無疑義。圖十一a之優點是調整容易,不會糾纏,但送出到兩輸出級之信號是分別經過Q9A Q9B Q12A Q12B,這些晶體都工作在有增益之情況,不免令人擔憂。

  B、圖十一b:依圖九之原線路,採單一偏壓,即以3.6V同時供應兩輸出級,但浮壓A類輸出級應當減少一級。所以不能採用三級Darlington的原因是,3.6V之偏壓必須有一部份分配到輸出端之射極電阻上。這個方法看來可行,實際上卻是麻煩。以Q9 Q12之集極端看出去,其負載阻抗相當於那兩級Darlington輸出級所呈現之低值,較原定阻抗少得太多,顯然不理想;並且由於圖十一b中之Q19 Q20仍需工作在高電壓,其後不經緩衝即銜接大電流之輸出晶體,在靜態時可能要流過將近100mA之電流,顯然負荷太重。

  C、圖十一c:是相當簡單的做法,即在圖九中之Q9與Q21間加入一只VR,當偏壓電流流過Q21時,必也流過VRA VRB而產生壓降,此時即產生兩組偏壓來了。Q21之C、E兩端仍產生3.6V供應高壓B類輸出級,Q9與Q12集極堅則產生3.6V+VA+VB之偏壓供應浮壓A類。圖十一c的優點是調整範圍很大,可惜作者試驗中,老是有不穩定情況產生。

  D、圖十一d:與C圖一模樣,是同時劃出來的,只是將VRA VRB調換成兩只二極體而已。由於流過偏壓晶體的電流變化小,是以當將D1 D2至於順向情況時,兩者可以很穩定的產生0.7V電壓來,加上Q21所提供之3.6V,自Q9至Q12之集極間大約可提供5.0V之偏壓,如果3.6V固定,則5.0V之偏壓也會固定而動彈不得。穩定是本線路之優點,缺點是浮壓A類輸出端之射極電阻無法預先設定,必須俟線路完成後調整時用試驗方法求得。雖然如此,作者最後採用了這種方法。

  修改尚有轉圜之餘地,但作者已決定停止這一段長達二月餘的實驗,一來預計目標已有部份達成,並且新的修改工作不一定獲致更好的效果。將圖九略做修正整理,新的線路如圖十二

  圖十二的線路明顯地繼承了圖九的實驗,而僅做小部分修正,其中並包含了雙快槍後級之第一電壓放大級、回授網路及Bessel濾波器。第二電壓放大級之輸入端作部份修改,原先使用了兩對D667/B647兩兩串接作Darlington輸入,取得極高之電流放大率,減少本級對前一級之影響,實驗裡不能顯示出這種差別,即便有差異,使用一枚高Hfe值之晶體來代替Darlington輸入,或給予前一級較大之工作電流,前述差異可以降低到無形。這裏使用一對2N5210/5087充為Q7 Q8,射極接有電阻,做為本級負回授以限制過大的增益。由於輸出級為三級Darlington串接,有極大之電流增益,任何輸出下,輸出級從本級汲取之信號不過1mA,這表示本級靜態工作電流僅需數mA即可工作於A類。Q7 Q8的輸出不直接接輸出級,仍仿第一級方式,接一只晶體作為串及放大。因為線路之結構方式,Q9 Q10基極使用固定偏壓,偏壓值由R26 R28與R27之比決定,在電源為±65V時,Q9 Q10之基極距正負電源電位約5V左右,這樣的安排,使得Q7 Q8工作在極低壓,大部分電壓出現在Q9 Q10上面,當本級電流設定為5mA時,Q7 Q8之消耗不到30mW,Q9 Q10卻在十倍以上;後者應當使用1W級以上晶體,並予適當散熱。輸出及晶體的偏壓由D5 R31 VR1 R32 D6與Q19組成,可分別供應兩種偏壓給予兩不同工作狀態之輸出級,當電流流過時,D5 D6可產生大約0.7V之穩定電壓,並且在相當範圍內保持恆定。這項特性使得放大器在正常使用情況下輸出時,不會有不穩的現象。

  由於D5 D6的存在,當Q21調出3.6V偏壓時,Q9 Q21之兩集極即將有5.0V之壓差,這項數字是固定的。由於兩輸出級晶體俱作相同安排,是以浮壓A類輸出端之射極電阻將分到必較多的偏壓──但切莫以為是0.7V(上下共1.4V)。換句話說,D5 D6所產生之0.7V,不可能完全反映到射極電阻上面。一般功率晶體在剛剛導通的情況下,其VBE值約0.55~0.6V左右,隨著導通越多,VBE相形增大,自0.6~0.8V不等,這樣連續三級下來,實際分配到射極電阻之偏壓僅約0.2~0.4V而已,確實數值依靜態電流而定,靜態電流又受射極電阻局部控制,三者皆無定數,是則A類輸出級之射極電阻將無法依傳統方式事先設定,或以計算方法求出,而必須以個別試驗方法取得──這正是本機缺點所在。

  圖十三是PC板之線路圖樣,仍然使用雙面銅箔,圖中所見是焊接面,並不包含地線在內。將零件排列的一面用為地面,除了簡化地線處理外,在本機中更藉以用為散熱而成為特色。輸出驅動晶體即使不另加小型散熱片,而僅憑地面之散熱能力,依然可以處理良好而無安全顧慮。

  要注意圖十三中之銅箔引線,部份晶體接腳排列係依日製晶體TO-126型繪製,絕不適合如2N3440/5416等TO-5型晶體插焊。在14×12cm之面積上,PC板作了最大容納,除了輸出級末端之功率晶體以外,所有晶體全部插焊在PC板上。無訊號時,大部分晶體工作於A類狀態,兩輸出級之八只晶體大約消耗了2W之熱量,並經由4只微型散熱鋁片及大約170cm°之銅箔面將熱量發散掉。在PC板平放時,發熱晶體旁之銅箔面最高溫度不超過45,直立時降低至40°左右,以上均是在無風時測得。當以信號輸入,並加負載輸出時,其中有2只晶體因工作在AB類而使發熱增加,但此並不意味著總發熱量亦同時正比增加,因為有一半晶體在靜態時消耗了最大功率,動態時反而減少發熱之故。

  因為地線乃另外自成一面,為避免忘記,裝製之初應先完成各訊號地點與銅箔面之連接,並檢查銅箔那一面的焊點是否確實可靠。生手裝製時,常因為焊接點之溫度太低,以致造成冷焊而不自知,一旦開機,將因此造成意外損失。

  輸入級之差動晶體應當選用已配對者,匹配之程度直接影響到輸出點在無訊號時電位,使用超高Hfe值的達靈頓晶體或許可以減少這種困擾。其它晶體可視實際情況採用,即使此後晶體不加匹配選對,也不致影響中點電位。但匹配後的零件將比不匹配的有更好的特性,雖然這些差異未必能被使用者察覺,但心理因素可能會彌補這個耳力不足的缺陷,而使得機器格外好用。

  PC板應該可以更縮小,但作者考慮到良好的散熱條件,仍然在Q9以後之各晶體都預留散熱空間,Q15~Q17使用TO-220型晶體,為Pc20W級晶體,在靜態時消耗少,當輸出增大時,消耗隨著加大,最大約在1W上下,各加一只U型散熱片,並使相鄰兩只鋁片緊密相連,夾層中塗敷矽油。晶體集極與銅箔面之絕緣處理為最重要工作稍為的疏忽,必然造成災害。Q11~Q14使用TO-5型晶體自然散熱能力為1W,在靜態時有最大熱消耗,大約為350mW,利用銅箔面散熱,即可其工作溫度在40左右。這四只晶體不加散熱片,作者也不曾將它們所在PC板上,而令其與PC板銅箔面保持平行「熨貼」而已。利用TO-5型晶體專用雲母片,兩面塗抹足夠的矽油,將它「黏」在晶體預定著落處的銅箔面上,每一只TO-5型晶體用鉗子將每支腳彎成一個折角,這角度應略小於90°,並且最好使中間的腳與另兩腳不等長,晶體插入後,以食指施壓使之平貼銅箔後,才將接腳焊好。略小於90°之角度與不等長的折腳會自然產生一個彈力使晶體保持平貼狀,作者相信,即使時日再久也不虞變化。Q9 Q10也是TO-5型晶體,靜態消耗約300mW,可以不做散熱處理,即使要,也應當避免與Q11~Q18作相同方式的散熱處理,原因是這兩枚晶體之集極在訊號傳遞路徑上,若使晶體藉銅箔將熱導出,相當於在Q9 Q10之集極接一只電容落地,數值雖小,總是在設計以外,故應當避免。作者以為只要將Q9 Q10直立插焊,令散熱片懸空即可。當不加散熱片時,即使長時間亦無損害顧慮。

  Q9 Q10之基極偏壓的設定直接影響到本機的輸出功率。在相同電壓時,本機的最大輸出功率將比一般設計的放大器減少幾瓦,此即意味在相同的最大輸出時,本機應當要有較高的電源電壓。一般放大器在輸出時,最大信號擺幅約略等於供電壓,在本機尚須扣除Q9 Q10之偏壓。過分的減少Q9 Q10之偏壓(即減小Q7 Q8之VCE值)來換取輸出卻是不值得鼓勵的嘗試。

  兩片PC板可以同時完成,俾同時比較。在通電以前,詳細切實檢查一兩遍是必要的,包括地面的焊點、晶體、二極體與極性電容之極性,這些以目視法即可完成。其次以三用表測量PC板各相對點阻值,兩聲道應相同或很接近,不正常的差異可能是絕緣處理不良,或零件焊壞了,務必在通電前找出,最後檢查Q15~Q18的集極是否絕緣良好,散熱片一定要鎖緊,以保證完成後即使需要搬動或受到震動也不會產生意外。兩片PC板應分別通電檢查,第一片的確實無誤可以保證第二片也不應出問題。取8枚數十歐姆之電阻接成如圖十四的情形,這樣即使不接最末一級輸出級,PC板部分已相當於一完整單元,可作一般測試(負載測試除外),且測試結果可直接代表一完整組合的結果──將VR2逆時針旋轉至使Q25的B E極間有最大阻值的位置。現在可以準備通電。

  最好利用自耦變壓器來慢慢提升工作電壓,一旦PC板有異狀可以馬上切除而免去災害。詳細的對電源、接線檢查再三,這個手續無論如何不可以省掉,作者相信很少人(甚至沒有)使用過浮壓理論來製作放大器,初次嘗試時,即使老手也有出錯的時候。

  加上電源後,不必急於進行下一步驟;俟幾分鐘後仍無異狀時,可用三用電表量取經過RA RB的電流,各約25mA及5mA左右,稍為出入仍然正常。順時針旋轉VR2某一角度,再量取一次,數值應較前次要大。即使將VR2又旋到底,晶體也不致立刻燒燬,但RA RB可能燒毀而使實驗不能繼續進行。調整VR2直到R33兩端電壓約2.4V(此時電流為5mA)即可,此時O/P1與O/P2兩中點電位可能不同,但必須在0.1V以內,這個數值只要是穩定,完成後不一定要加入伺服電路。

  最後的工作,是完成Q19~Q24與R39~R46之連接,這些零件應鎖在散熱片上及其附件。作者從舊貨攤購得一只散熱座,並加洗兩塊PC板容納R39~R46,所有與信號傳遞有關之零件最後全部聚集起來,組成一獨立之放大單元。作者喜愛這樣的組合,雖然組合過程間要「浪費」大量的時間,並且因零件之過份密集而使測試、配線增加一些困難,但單元化後之個體產生相當良好之視覺效果,即使如同真空管機一樣裸露在外,亦無不適當之處。

  在散熱座上,作者每聲道使用6枚150W級之TO-3型晶體,其中A類輸出只使用一對。靜態時,兩只晶體總共消耗不到30W之功率,這個數字只是晶體Pc值之1/10以下,絕無顧慮。作者所以沒有使用多枚中功率晶體並聯,主要考慮與散熱片之配合問題,雖然後者理論上有更好之高頻特性,但在音頻內應不致產生可觀的差異;並且,就作者所知,採用如此安排之放大器,迄今為止仍然少之又少。

  R45與R46完全是實驗出來的。作者先調整VR2,使Q25之VCE為3.5V時,Q19~Q22約流過60mA之靜態電流。作為B類輸出,60mA已足足有餘。此時Q96 Q10之集極間有4.9V之壓差,當R45 R46使用0.5Ω時,靜態電流為0.8A,逐漸縮小阻值,電流並不完全成反比增大,主要是當電流增大時,各級晶體之VBE同時變大,以致分掉若干電壓,當R45 R4降低至0.1Ω時,靜態電流約3.1A,剛好足夠150W/8Ω使用。這個手續比較麻煩,如果使用中功率晶體,也許容易些。

  調整後之VR2不應再有任何變動,為避免VR2因熱變質,應當使用良品或如同Amcron一樣,實驗後調換為固定電阻。完成後之放大單元是一只12.5×13×24cm之長方體,全重為3.5公斤。

  整體結構中,電源系統佔了極大比例。作者一共使用了四只變壓器(每聲道之單一電源各用一只),濾波電容共用8只。照片中所見的四只供高壓B類使用,每只15600μ/75V。在未裝入機箱前,這些元件重量已達20kg。

  作者試圖在市售品中找到一只可以容納全部元件之機箱而不可得,最後只好修改浮壓電源,將高容量之濾波電容68000μ/16V,其實效濾波容量各為3000μ,仍在要求以上。完成後的本機如照片。

  作者不擬說明實際試聽時之聽感,這主要是主觀感受,唯憑個人口味而已,但為自己栽種而後所收穫的果實,必定較市售的要甘甜,則是殆無疑義的。

[後語]

  從開始實驗至全部完成,作者共用了5個月的時間,其間有多次因實驗錯誤而眼睜睜看零件發火而來不及挽救;所幸是,耗費多收穫也多。

  三個月前,南一電子的陳嘉男先生曾答應贈作者一只黑金剛,但作者以擔心完成無期而不敢接受,於今想來,頗值玩笑。同時,作者製作期間,在零件、材料供應上,得自陳先生及另一位楊先生直接間接之幫助頗大,在此一併致謝。

  作者最大希望是:由於本文之發表,能引起自己裝者對浮壓理論之重視與興趣。作者相信浮壓理論尚有可供大用之處,也許,作者或者會繼續試試看,更希望有人試試看。

轉載音響技術第70期OCT. 1981 浮壓式A類放大器製作(下)/黃 氏

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