名機線路解析ESS500功率擴大機－老音響資料庫/蘇桑部落格

　　就當今的放大元件來說,要裝製一部數百瓦乃至千瓦級的功率擴大機,較之真空管時代,自然是容易得多了。然而事實上,也並非完全沒有困難。因為在我們所能看到的許多名廠製品中,常可發現其線路複雜的程度,往往是隨輸出功率之增加而增加的。其原因是由於輸出功率大,除了需要更耐高壓的晶體外,也需要高穩定度的設計和種種安全措施。因此之故,一部五百瓦的擴大機,我們耗費在安全和保護上的精神和費用,往往以和單純為了獲得五百瓦的線路等價。

　　這就是一個設計上的問題。我們必須確認的一個事實是,只有愈不安全的東西才愈需要保險。

　　在諸多高功率擴大機中,唯獨ESS沒有像一般的喇叭保護設計,而其唯一有效的外加保護只是在前級加上一個輸出延時開關。即使是這樣,它已經夠安全了。至少它可以不必有「萬一喇叭保護器失效」的顧慮。

　　除了安全之外,當然還有許多特點,這些特點使真正了解的人,一看就會喜歡上它。因此,最近我和幾位朋友,常常談起想弄它一部來玩玩,只是那24只大晶體實在令人難以尋覓。經向貿易商打聽的結果,還算有個著落,也許再過一期,我或者我的朋友就會有仿製的報告。我們預計把24個MJ410改成18個,即使如此,每部機器光是晶體費用就在七千元以上。加上要一套夠水準的箱子、面板、散熱片等等,以我們的能力頂多只能預備30部機的晶體,以供同好之需。

　　以下,我們先看梁錦宏先生對此電路的詳析：

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　─唐凌─

　　ESS 500適合多種用途的超高功率擴大機,直接交連OCL輸出,功率500瓦,共使用了24個MJ410大功率電晶體,沒有喇叭保護裝置,因為在根本上,它就很安全很安全的東西,保險就是多餘。

系統組成：

　　看圖(一),Q1 Q2構成差動式輸入級,由Q3提供訂電流源,提高CMRR。Q1接收前置放大級來的信號,Q2的輸入承受直流回授。Q5為電壓增益級,Q6擔任溫度補償工作並為Q5的活性負載,Q5的輸出分別被Q7 Q10取得。Q7 Q11為推動級屬達靈頓接法,以射極輸出方式推動五只(Q12~16)並聯的功率晶體,使之在AB-2類工作,負責信號的正半週部份。Q10 Q17同樣為達靈頓接法的推動級,也以射極輸出的方式推動了另五只(Q18~Q22)並聯的功率晶體,負責信號的負半週的放大工作。Q8 Q9為輸出短路保護電路,短路信號分別由R24 R29檢知,電源供應為有中心抽頭的全波橋式整流,輸出為±100V,各使用了一支5安培的速斷保險絲,AC電源則使用了一支8安培的速斷保險絲。所用電晶體的簡要電器規範如表一,除開擔任溫度補償及短路保護的三支晶體外,其他電晶體均為耐高壓晶體,而且在電晶體手冊上均排名為 Silicon-Power Transistor。

電路分析：

(一)差動式輸入級

　　見圖(二),Q1的偏流由R1取得,C1為鉭質電容。Q3 D1 D2 R4 R5形成定電流源,D1 D2為矽質二極體耐壓在100V以上。R11 R12 C4為直流回授網路。Q1 Q2 Q3使用Motolora的MPLSO1,雖然只是一支小黑豆,功率耗散可達310mW, Ic 600mA。圖(三)是改良A型,分別加入了D11 D12 D13 D14四支二極體。D11的目的在於防止任何意外產生實在C1鉭質電容上造成的逆向電壓,某些前置放大器開啟(特別是真空管式前置)或是輸入過激時最容易產生此種情形。D12也是這種作用。而D13 D14則在於防止Q1 Q2射基極間的逆向崩潰,這種情形在信號過激時最容易產生。本級的工作情形是這樣子的：當輸入信號趨正時Q1導電,提供Q5電壓增一級的基極大量的電流,使全機輸出往正偏壓;當輸入信號趨負時,Q1導電較弱,Q2受Q3定電流源的「央求」導電較烈,因此能提供給Q5的 IB 變小,使輸出往負偏移。

(二)鞋帶式電壓增益級
　　本級最初的電路由Q4 Q5 Q6所組成,後來因為R10偏壓調整過份靈敏,故把Q4的位置代以R40 R41 C9鞋帶式網路。這就是我們在線路圖上找不到Q4的原因。Q6擔任溫度補償的工作,故它並不安置在線路板上而被放在溫度變化最大的後機板上,因為所有的功率晶體均排列在後機板的散熱片上,Q6具負電阻溫度特性,當溫度升高時阻值變小,實際的作用就是降低對Q7 Q10的偏流,以補償因溫度升高而提升的惰流,可以防止累增崩潰(Avalance Breakdown)的發生。

　　依照設計廠商的說法原來加有Q4定電源的電路在開機時偶爾會卡住(Latch up),改成鞋帶式網路後,這種情形就不發生了。鞋帶式網路的最大好處就是提高輸入阻抗,我們把圖(四)的電路圖簡化成圖(五)的基本型式來分析比較容易了解,它的實際動作是當基極電壓增高時,射極電壓也跟著增高,如果C9夠大的話,這個增高的電壓就經此電容回饋至基極上,使 IB 好像進不了「晶體」,也就是說Q7幾乎「吸不到」(Sinh) IB,結果等於提高了輸入阻抗,使得R1 R2 R3這些偏壓電路在交流時對Q7沒有很大的決定性作用,也就是它們只管偏流並不影響輸入阻抗,這種效應使本電路有很穩定的動作。

　　推動級晶體Q7 Q10從本電路中拾取了相位大小均相同的信號,但是直流電平不一樣高,實際上本電路也兼具有電平分隔(level shift)的效果。在直接交連OCL放大電路中 level shift 與倒相的工作是同樣重要的電路,因為 level shift 不對的話,上下電路均不能平衡工作,而且產生很大的惰流;所以 Bias 調整實際上就是 level shift 調整,以它的效果來說就是平衡調整。

(三)倒相及推動級：

如圖(六)所示,倒相的工作由Q7 Q10互補晶體NPN,PNP pair來完成,倒相後分別以達靈頓方式推動Q11 Q17,Q11負責正半週的工作,Q17負責負半週的工作,輸出以射極輸出方式取得,各別去推動並聯的五對NPN,MJ410大功率晶體。

(四)輸出短路保護電路

　　這個電路與一般的保護電路大同小異;R16 R17為Q9的偏流電阻,R15 R22分別為限流電阻,C6 C7為 Speed up 電容。在Q8作用時恐怕會從Q5牽引過多的電流而將Q5毀了,故加上D5 D6二串連二極體已限制Q5的電流。有這種作用的二極體一般稱為 clamp diode,箝位二極體。

修護步驟：

　　本機大部分的問題出在輸出功率晶體,大多數的情形是上面燒一支下面跟著燒一支,通常的徵候是老式燒斷5安培的保險絲,檢查燒毀晶體的方法如下：

　　把本機的電源線插到可調自耦變壓器上,(先把AC降到最低值,再正電壓的5安培保險司上接入一支0到3安培的安培表,然後將自耦變壓器電壓慢慢升高,直到安培表的讀數為2安培時;把三用電錶的負端接-100V處,量下面五支功率晶體的射極,如屬正常,有些電壓為30~40毫伏,有些為0.4~0.5伏間;獨樹高的就是燒壞的晶體。用同樣的方法量上面的五支功率晶體也是找出燒壞的晶體後即可換裝,換好以後全機再重新調整偏壓,其方法如下：

偏壓調整：

　　將電源關掉,檢查5K半可調電阻是否完好,如果接觸不良,換掉它。打開電源,找一隻小起子插入此電阻中縫調整起來比較平滑方便,接 harmonic distortion analyzer,諧波分析儀在輸出端,再接一支安培表在正5A的保險絲上,使每聲道讀數為0.2%THD @1W @20KHz安培表讀數為0.2安培。然後等到功率晶體微溫時,再調整Bias使安培表維持200mA,如果能安定個3~5分鐘,後機板的溫度大約為華氏100°左右,這個工作就算完成。重複這個步驟以調整另一聲道,然後用膠將5K可調電阻固定住,以後即不需再調整。