老音響資料庫/蘇桑部落格

　　本刊讀者服務部位讀者供應的諸多PC板中,屬於完整式設計的前級──包含等話、10倍、音控及電源等組合──則只有SF系列的101與201,兩者分別由ESS與HAFLER DH-101演變而成,銷售至今,已有多年歷史,嘉惠所及之同好學子,當不在少數。

　　去年十月底,音技寄給作者一份QUAD 44前級之唱頭放大器線路,希望作者試作並製成PCB,同時也希望作者規劃一片新的完整式前級來接續SF-101與201──前者作者已然完成,並已於一月份本刊發表;至於後者,由於作者誤解了本刊的原意,是以QUAD 44為主體,衍生出一類似SF-201之前級,而非單獨規劃等化用PCB──本稿因此便遲交了一個月。

　　比起SF-101或SF-201,SF-301仍然是走設計簡潔的路線,並且也包含了等化、10倍、音控、耳機及電源五級。不同的是SF-101與SF-201都是以電晶體構成電路,一點沒有使用上IC;然而在SF-301中,IC的使用與晶體平分秋色,約有一半份量,這樣的安排,是希望電路不要過於繁複,並且可獲致高質素之效果,這當然有賴於使用高性能元件來達成。今將全電路架構及特點概述如下:

唱頭等化放大器:

　　由Q1 Q2、IC1及相關零件組成,本電路全部取材自QUAD 44前級Disc部分原設計,並已於上月本刊中刊出。此處唯一略作修正的是取消了電路中唱頭靈敏度選擇開關,原設計是考慮不同輸出唱頭所需之放大倍率,因此有1mV、3mV、10mV三種靈敏度選擇。但是實用上,1mV、10mV兩種情況似乎都不實用,因為目前一般唱頭,從高級型以迄普及型,其輸出大抵在3~6mV的居多,因此我們可以選用3mV這一檔,並將選擇電路改為固定電路,以符合實際用途。

　　在本電路中,Q1 Q2擔任第一級放大,雜音因素列為第一考慮,因此須用低雜音晶體,本級沒什麼放大率,全電路開路增益泰半由IC1決定,閉路增益則由R7 R10、C6以及由R12 R13所組成之分壓網路決定。R12與R13即原設計的靈敏度選擇開關,將靈敏度設定為3mV,並經簡化而得。

　　全電路之等化曲線由兩部分合成,中低頻部分為回授型式,由C6及R8~R10組成,回授信號自R12 R13間之分壓點取得,經回授網路回授至Q1 Q2之射極,C4 C5之作用在隔開Q1 Q2及回授網路間之直流電位。中高頻部分則為RC衰減式,由R14~R16及C9 C10組成,因此本電路為NF與RC併合式。

10倍放大器:

　　如同SF-201之10倍電路與RIAA電路之關係,SF-301之10倍放大電路仍與上述等化電路相似,僅修改回授網路,使在聲頻範圍內之輸出與頻率無關,而成為平坦響應。

　　事實上,本電路稱為10倍放大是有待商榷的,如果按一般放大器設計成10倍的話,則本電路只能輸出大約4Vrms的訊號而已,這數值顯然是偏低的(雖然大部分功率放大器之靈敏度很少有超過2Vrms的)。

　　這正是QUAD這個電路與眾不同(嚴格地說,是缺陷)的所在。一般電路,並沒有輸入限幅問題,有的只是在輸入太大的情況下,輸出信號受電源限制而出現削波現象,此時輸入信號不受任何影響,亦不會失真,然則由於QUAD這個特殊的設計,使得信號輸入幅度在超過一個晶體之V_BE值時(約0.55Vp約0.39Vrms或1.1Vpp),超過的部分自動反轉疊加在其餘波形裡,為不使這種失真波形出現(即使在削波出現時),對於本電路之增益便有重新設計的必要。新的增益值在不考慮雜音因素下,可以削波前之最大輸出值對輸入限幅值求得,在電源為±15V時,不削波輸出之最大值約為10Vrms,則最大增益值可設計為10V/0.39V≑25倍,在實用情形下,則可調整R24/R23之比值,以求得較理想之效果。輸出端由R26 C19構成一組高頻濾波器,這裡是以犧牲頻寬來換取更好的S/N特性,因此它不強調百K以上之頻率響應,實用情形下,-3dB點約在60~70KHz之間。

音質控制與補償放大:

　　音質控制網路屬典型BAX型結構,在平衡狀態時其與後續之補償放大器之合成增益為1。補償放大器的IC與晶體的置放,恰與前兩級相反,主要考慮的是:(一)以FET IC為輸入元件具有極高之輸入阻抗,足夠音控網路之加入而無阻抗匹配顧慮;(二)本級之工作訊號電平較大,若仍以晶體構成前述之輸入型式,失真波形一定會出現;(三)將晶體安置於後作為射極隨耦,可降低本級輸出阻抗,足夠驅動和低值負載──事實上,這顧慮可能只是多餘,現今一般功率放大器之輸入阻抗,通常在數十K歐姆以上,因此考慮到前兩級電路之零件有過分繁多之慮時,補償放大器可僅使用一只IC擔任,對本級之工作要求而言,一只優質IC是綽綽有餘了。

耳機放大器:

　　基本上可採與補償放大器相同之線路架構,而改為非反相放大即可,由於負載對象是阻抗不一的耳機,當顧及到低阻抗型式耳機時,為使本級保有較低之輸出阻抗,放大器應設計成低增益值較為適當,一般而言,3~5倍已然夠了。

　　不過作者倒寧願保留SF-201之耳機放大器用於本機中,除了性能不俗外,結構簡潔也是最重要的原因之一,關於SF-201之耳機放大,讀者可自行參閱本刊49期SF-201製作專文,本處不再敘及。

電源電路:

　　SF-301所採用之穩壓電路,基本上與SF-201是相同的,也是以整流後之較高電壓供應耳機放大器使用,另以穩壓後之電源供應其餘三及電路使用,為不影響穩壓電路之穩定性,本電路輸出入電壓差應不小於6~10V,考慮IC之耐壓問題,穩壓後之電壓值大約在±15~±18V間,因此整流後之未穩電壓應不低於±25V DC,因此變壓器之次級電壓應有18-0-18V以上。

電路設定:

　　SF-301之電路由於採用了不少IC,因此在數值設定方面(特別是電阻),無法像SF-201一樣,可以全面經由理性計算求得所有數值,有多處數值的設定,甚至只是經驗值而已。茲將各級電路中主要RC零件之數值說明如下:

唱頭等化放大器:

　　本電路數值,除R12 R13及C8是由原線路合併簡化得來以外,其餘數值,悉數按原設計數值取用,不作變更。為簡化說明,除耳機放大級外,前三級之電源電壓一律以±15V DC為主,除非文中另有說明。

　　①R1為唱頭負載電阻,取標準值47K,C1之加入在使該唱頭工作於最平坦響應情況下,其數值是實際需要選用,通常在250pF以下,原設計值為100pF。

　　②Q1 Q2之低雜音工作電流約為100uA,因兩基極為0V,因此兩射極電壓各為±0.6V,因此R3+R4=R5+R6=(15V-0.6V)/100uA≑144K,取R3=R6=100K,R4=R5=47K。

　　③R1~R10以及C4~C6為影響本級等化精確性元件,其數值經計算結果,雖不甚符合標準值,怕實際測試時,等化誤差卻甚小,因此其數值全部採用,包括輸出端之R14~R10以及C9 C10亦同,本處說明請參閱上期拙作文內。

　　R12 R13之數值係靈敏度開關設定於3mV時之電路簡化而成,其中R12=1.1K//10K=1K,R13xC8≤159Ωx0.0068即可。

10倍放大器:

　　①R19~R22之設定與R3~R6完全相同,因此Q3 Q4之工作電流與Q1 Q2相同。

　　②R24與R23之比值決定本級之增益,根據前述說明,(R24/R23)+1=Vo=9Vrms,則R24/R23=22倍,令R23=1K,故R24=22KΩ,C16則由實驗決定,約20~30pF之間。

　　③R26 R27 C19組成高頻RC常數,其數值設定和②項都會限制本級頻寬,令R27≫R26時,RC常數由R26 C19決定,今設R24=1K R2^∆=100K,當C19=2.200F時,-3dB點之頻率=159/(1x0.0022)≑70KHz。

音質控制及補償放大器:

　　①音質控制網路的數值,可先設定兩支VR值,再根據所需之轉折點及控制幅度(及最大之提升衰減量)定出各RC數值,正常情形下,本網路不得有直流存在,以免旋轉VR時造成不愉快地聆聽結果。

　　②另VR1=VR2=100K(B),在相對於1KHz為0dB響應時,符合100Hz±10dB及10KHz±10dB之要求之一組數值為R28=R30=R31=18K,R29=R32=10K,C20=C21=0.033u,C22=0.001uF,詳細之計算方法,這裡因寫來太嫌繁複,因此略去,有興趣者不妨自行尋找資料。

　　③D1~D3提供Q5 Q6之偏壓並決定其靜態電流值,設D1~D3之工作電流約1mA,則R35=R36(15Vx3-0.6Vx3)/(1x2)=14.1K,非常用值,可降低為12K,此時D1~D3工作電流變為(15Vx2-0.6Vx3)/(12Kx2)≑1.2mA。

　　④R37 R38上之壓降約略等於一個二極體之順向壓降,設Q5 Q6之工作電流為5mA,則R37=R38=0.6/(5mAx2)≑60Ω。

耳機放大器:

　　本級將按SF-201之原設計值採用,因此零件設定說明,請逕行參閱本刊49期128頁。

電源電路:

 　　本級電路仍與SF-201相同,惟部分零件數值因實際需要,應做一些變更。

　　①變壓器預計採用18-018V 200mA品種,經整流後扣除二極體壓降及耳機負載,約有±24V DC,再經穩壓後之電壓為±15V DC。

　　②D4 D5兩枚Zener之穩定性影響本電路之效果至巨,為使之有最小之溫度係數,設D4=D5=6.2V,則Q7 Q8之基極約有6.8V,今設定R52=6.8K,R53=5.6K,VR3=1K(B),旋轉VR3時,最大最小之穩壓值分別為16.2V與13.8V,正好是15V±1.2V。

　　③R58之數值設定,以考慮Q7之I_c與Q9之I_B為主,Q7之I_c可略定為1mA,Q9之I_B則至少要1mA,若再顧及到若市電之變化將影響到R58兩端之實值壓降時,R58應有供給(1+1)x2=4mA之能力。

　　④穩壓輸出為±15V DC時,Q9之B極應為15.6V,正常時之未穩電壓若為±24V DC,則R58=(24V-15.6V)/4mA≑2.1K(取32.2K),若為±20V DC,則R58=(20V-15.6V)/4mA=1.1K(取1.2K)。

　　其他部份,將在裝機報告中敘及。

轉載音響技術第98期FEB. 1984 SF-301前級放大電路說明/黃　氏