如何減少電源供應器的熱消耗──直流電源供應器的步級式前置控制－老音響資料庫/蘇桑部落格

　　直流電源供應器的設計技術,在近幾年來,著實有顯著的進步,就其電源調整的技巧,有串聯式(Series)、相位調整式(即SCR控制的方式)、開關式(Switching)等不同的種類。或再進一步細分,則串聯式直流電源供應又可分為步級式預置控制/串聯式調整、SCR預置/串聯式調整。而步級式預置控制/串聯式調整的電源供應器,又可分為: : 機械式交流步級選擇預置控制, : 固態(Triac或SCR)交流步級選擇預置控制, : 固態(Transistor或SCR)直流步級選擇預置控制。可知,以往我們認為儀器系列裡,最低技術價值的直流電源供應器,現在幾乎成為所有儀器中,技術花樣最多的儀器。雖然如此,更新的調整技術仍然在很多著名的實驗室中繼續研究,更上一層。有人說,人類各事各物的發展,就如倒金字塔一樣的形狀,自一點出發,慢慢拓展到整個面,其中的內容,也愈來愈繁複,愈來愈精細。身在今日的社會,固然是幸福在所不言,而欲想就一己之力有益於社會大眾,亦應確實把持穩當堅實的態度,及有如流水般永不止息的學習精神。

　　今天,我們以一部50V 2A規格的直流電源供應器為範例,做為設計步驟的說明依據。同時也因為這樣的規格,不管其實用性或經濟觀點,皆較為合理。從式音響的業者或是業餘人員,這樣的規格,想必是最適用的。

　　言歸正傳,開始我們的電路解說與設計技巧的探討。圖一為機械式交流步級選擇預置控制/串聯式直流電源供應器。我們知道,用以控制步級式選擇器的元件有很多,寄電氣、Triac、SCR、Transistor甚至於馬達或手動皆屬之。這當中,除了手動控制之外,寄電氣控制該署最簡單也最實用,這樣的電路是早期步級控制器的典型,所以我們稱它為機械式。再者,我們是應用繼電器來選擇變壓器的次級電壓,在送到整流器整流,所以又稱為交流步級選擇的前置控制。圖一中電源110V 60Hz由市電(Line Input)取得,送到主變壓器下的初級繞組,由鐵芯感應至次級繞組,次級繞組中,又分為具有五個接點的主要繞組和好幾組輔助繞組(輔繞組有不同值的電壓和電流,藉以推動所有方塊中的電路,使之動作)。主要繞組的規格是0V、20V、32V、44V、56V(這些值只供參考,設計時必須嚴格計算)。Block 1的功能是在V1至V4之間,選擇一個適切的電壓,送到整流器(D1~D4)。如果沒有Block 1的方塊,電路中的P5是直接接在V1的位置,這56V的交流電壓經濾波後,可能成為78VDC,在滿電流且短路的輸出狀態下,Q1的熱消耗就有156W了(如果考慮壓降,則設定Vc1=60V,起碼也有120W的熱消耗),所以必須要具備巨大的散熱器才得以承受120W的熱載。當加了Block 1(前置電壓選擇器)後,選擇開關會依據輸出電壓的大小而選擇一組足夠輸出的交流電壓,再送到整流電路,如此一來,熱量消耗最多的情況可能就是輸出短路時的狀態了,亦即當輸出電壓為甚低時,Block 1的P4和P5是相通的,V4的20V交流電壓直接送到整流濾波電路,而在C1上呈現28V的直流電壓,假設在2A滿電流輸出時,這個電壓降為22V,由Q1所連接的網路最多的熱消耗就減少到44W,這樣除了節省熱量的消耗提高機器的工作效率之外,更節省散熱器及縮小整個電源供應器的體積。

　　電源供應的最大輸出電壓是50V,而變壓器的次級繞組有四組不同的電壓,所以把輸出電壓平均分配為四等分(即50V/4=12.5V),每一等分得到相對應的變壓器次級電壓。當輸出電壓是0V至12.5V的範圍時,整流電路的電壓是取自20VAC,輸出電壓是12.5V至25V的範圍時,整流電路的電壓是取自32VAC,輸出電壓是25V至37.5V的範圍時,整流電路的電壓是取自44VAC,依此類推,當輸出電壓是37.5V至50V的範圍時,整流電路的電壓是取自最高電壓檔為56VAC。

　　為了要把濾波電容器上的電壓(Vc1)與Vo的電壓作一比較,並能詳細觀察Vc1跟隨Vo的變化情況,我們繪了圖二,以顯示這樣的動作情形。圖二是正常規格電源電壓(如果電源電壓的輸入範圍是110V±5%,那麼104.5V是最低規格輸入電壓,110V是正常規格輸入電壓,115.5是最高規格輸入電壓。一般串聯式電源供應器的電源電壓範圍容許量大約是±5%)輸入及滿負載(2A)時,濾波電容器兩端電壓(Vc1)與輸出電壓(Vo)的對應曲線。我們可以從這個對應曲線裡,詳細分析各步級電壓的變化情形。V1和V2是第一個步級的最大功率和最小功率的相關數據,V3和V4是第二個步級,V5和V6是第三個步級,V7和V8是第四個步級。如果因為變壓器的次級繞組電壓設計不當或是各步級轉換的激發點(這個激發點是只驅使繼電器產生換檔動作的輸出電壓點,也就是12.5V、25V和37.5V三點)不正確,則每一步級的最大功率消耗和最小功率消耗(其實應該稱為最低Vc1電壓的餘裕)將難以達到均衡,使電源供應器產生不必要的熱消耗,也可能致使電路的動作錯誤。所以由這個曲線,我們要求V1=V3=V5=V7,同時V2=V4=V6=V8。

　　功率控制級(Q1)的功率消耗及散熱器的容量也是直流電源供應器的設計重點之一,在有限流裝置的直流電源供應器(我們是以50V 2A為設計範例,所以亦有限流設備,其所能控制的最大輸出電流是2A)的場合,當然是以最大電流輸出為基準,然後光看功率晶體兩端的電壓就能曉得其功率消耗的情形。為了要觀察電源變壓器的初級電壓(即市電)由最小變動到最大時(當然這個電源電壓的值要在規格範圍之內)功率晶體射極和集極兩端電壓變化的情形,我們又做了圖三的曲線。所以圖三是由電源電壓,Vc1減Vo的電壓值,以及Vo三個變量所得到的圖形。這兒,仍然可以明顯的顯示出各步級電壓變化的情形。圖中有特別標明的兩個點,第一點是最大功率消耗點,第二點是最小功率消耗點。由第一點所得的值,就能曉得要設計多大功率容量的散熱器,由第二點所得的值就能曉得功率電晶體集極和射極之間所應保持的最小電壓,除此之外,還需考慮在滿載情形下,Q1 CE間所含的交流電壓之谷點電壓值(如果我們這部50V 2A的直流電源供應器所用濾波電容為2,200uF/80V,則濾波電容器上產生的交流漣波電壓可能有1.6Vrms,峯對峯值就可能有3Vp-p,所以谷點電壓至少要保持1.5V以上的餘裕),以及變壓器在繞製時,次級電壓所能得的正確值(例如繞製次級電壓為56V的變壓器,可能因鐵芯的因素、繞製的因素及人工因素,廠商所能做的規格是56V±3%)。其實在實際設計的步驟當中,是先決定這部直流電源供應器的反應時間(Response Times,正確的名詞是回復時間 Recovery Times)再決定功率晶體所應保持的VCE值,然後再加上交流漣波電壓所應容忍的電壓值,再加上電流樣品電阻R1所應容許的壓降,在加上變壓器的電壓值容忍度,在加上周圍環境變化的影響,而得到第二點應有的電壓值,這個值加上Vo max(50VDC),就是最低規格電源電壓輸入時,濾波電容器上所應得到的電壓(Vc1),因此變壓器的最高電壓檔的電壓值就被決定。功率晶體的最大熱消耗也可以藉著將電源電壓調整到最大規格電壓輸入得到另一點的Vc1而決定之,再來可將電源電壓調整到正常規格,逐次求得V2、V3、V4的值(每步級剛好相差12.5VDC Under C1)。以上就是應用圖三及圖二來求變壓器次級電壓之值的方法,在施行實際試驗時,必須要符合圖中的各項說明及其條件,相信將很容易得到所要的答案。

　　還有一個圖未說明,就是圖四。在看這個圖之前,我們再回顧一下圖一及圖二。圖一中Block 3(步級電壓控制電路)的P10和P11兩點,是為感應訊號輸入點,P12和P13是一組交流電源的輸入,這個方塊的輸出值接控制了Block 1的繼電器,這樣的關係,就是我們前段裡所提到濾波電容器兩端電壓是跟隨Vo而變化的。P10和P11兩個輸入端的訊號是取自輸出端的+S(正感應點)和-S(負感應點),假設這部直流電源供應器的輸出含有1mV的交流訊號,以及10mV的穩定度,還有10mV的負載電壓調整率(指電源供應器在定電壓模式輸出時,半載和滿載之間之輸出電壓差額為10mV),再看圖二,輸出電壓在激發點(12.5V、25V及37.5V)時,只要有微量的電壓變化量(ΔVo),就驅使步級式電路(指繼電器)由一步級變化到另一步級或是由上一級變化到下一級,在繼電器控制的場合,就會使繼電器ON↔OFF的動作跳動不已,這種現象當然是不容許的,所以我們用圖四來說明解決這個問題的方法。圖中ΔV表示電壓的上激勵點和下激勵點的差額,如上所述的電源供應器的規格,則ΔV設計在100mV就算是理想的數值了,而且這100mV的值,要影響不了Vc1減掉Vo的值(也就是在圖二中,V2、V4、V6、V8之值的計算可以將100mV忽略不計)。若從理論的觀點論述,就是ΔV(100mV)這個窗口電壓足夠容許圖一中Block 3 P10及P11兩個感應點之間所含的交流雜訊。除此之外,Block 3在進行圖二的功能運算時,激發步級變化的各個電壓點(12.5V、25V、37.5V)亦需要有相對於Block 2的穩定度,才算理想。

　　到目前為止,我們一直在討論這個「四級步級式交流繼電器前置控制/串聯式直流電源供應器」的前置控制器的理論,而未述及機械式步級前置控制器尚有兩級、三級及多於四級的控制方法。以往相信眾多讀者已使用過或是看過兩級或三級前置控制直流電源供應器的機器和論述,不過不管步級控制分級數目的多寡,它的設計原則與理論皆和上述沒有多大出入,而我們選擇四級控制是因為這個數據最實用也最經濟,且亦易於設計。

　　如果有人提議說設計電路是一種藝術,我是贊成的。藝術的成果,往往是花費數以千計的時日而成,而其精神,也是人類特有的靈性表徵。雖然會設計電路的電腦已經問世,這一切的發展,演進乃至於成果,何者不是一種極為崇高的藝術。今天,只為設計一簡單功能的電路,雖費心思,再三小心,或猶有諸多非一時能發掘的缺陷,恐難免矣,盼這方面的專家先進,能同相揣摩,並惠予指導。

　　圖五,虛線裡面,就是本篇的目的地「四級步級式前置控制電路」。圖五的上面部份是電壓比較器及繼電器推動電路,中間部份是上面電路的電源供應器,下面部份是繼電器動作的示意圖。若就其外接引點,則共有九個點,工能分述如下。P12 P13是交流電壓輸入,規格是18VAC、Line Input ±5% Range、200mA。P10和P11是感應電壓輸入點,有極性之分,分別與電源供應器的+S和-S連接。P1到P4是變壓器次級圈主要繞組的接點,在50V 2A規格的直流電源供應器,P1是接56VAC,P2是接44VAC,P3是接32VAC,P4是接20VAC,這些不同值的交流電壓經過Relay 1和Relay 2,而選擇了其中的一組輸出到P5,這個圖的連接點的編號與圖一相符,可配合著對照。現在開始我們的分點討論:

01. Relay 1和Relay 2的動作。(已下用"0"表示繼電器不通電,"1"表示繼電器通電)。

02. 由01分析,Relay 1的第一激勵點(SET Point 1)是12.5V,到了25V時,被Relay 2「重置」(Reset),而到37.5V又被置定,及37.5V為第二激勵點(SET Point 2)。

03. Relay 2的激發點只有25V一點。

04. 使用兩只運算放大器來做Relay 1和Relay 2的比較器,分別為IC1和IC2,並將比較器的書接推動各Relay。

05. 要建立一組穩定因素相當優越的參考電壓,供比較器作參考電壓之用。

06. 由03知,IC2可藉參考電壓與感應電壓分壓後比較,其結果再經一電晶體放大,得以直接推動Relay 2。

07. Relay 1的控制功能由02可知,較為麻煩。

08. 先將IC1的比較電壓值設定在12.5V,亦即感應電壓到12.5V時,即令Relay 1為導通狀態,當感應電壓到25V時,可由IC2的輸出取出訊號,經過閘電路,強迫令IC1的激發點變更到37.5V,如此一來,只要感應電壓高於25V時,Relay 2就會不導通,待感應電壓到37.5V時,Relay 1才再得到激發而導通。

09. 以上所述的各項動作,其相對的反對順序動作必須有效。

10. 參考電壓由一6.2V的Zener diode來擔任,取其溫度係數最接近中性。(然納二極體在6.2V以上時,為正溫度係數,6.2V以下為負溫度係數,但非絕對)。

11. 圖四的特性藉運算放大器IC1和IC2的正端輸入(Non Invention)取出輸出訊號的微量訊號來達成正回輸的動作,形同史密特觸發電路,以達成窗口電壓所具備的功能。

12. 圖二中所示的三個電壓激發點(12.5V、25V、37.5V)在本電路圖五中,各別加一只可變電阻已調整並補償各電子元件(分壓電阻及Zener diode)的先天性誤差。

13. Relay 的線圈兩端各加上一只1N4001作為反向電流迴路的元件,藉保護其相對應的推動電晶體。

　　設計的要點與準則已大略加上所述,因而能藉這幾點勾劃出電路的模型,就是圖五的上面那部份和中間部分。首先,當然是先決定所能購得的元件,及其規格特性:

21. 繼電器。繼電器的品質實在太重要了,它的開關接點必須要能容忍大的瞬間電流的衝擊。其連續電流峨定值必須大於5A(AC),而線圈規格為24V 650Ω。

22. 作比較器的運算放大器,使用uA741兩個或是使用Dual Operation Amplifier如MC1458或CA1458之類,取其高開環路增益及大輸出電流的特性。

23. R7 R8 R9 R16 R17及VR1 VR2 VR3之準確度及溫度係數規格必須符合要求。

24. 繼電器統統導通時,合計耗電量是24V/650Ωx2,以100mA計算,所以P12和P13的交流供應電流以200mA以上為妥。C1使用220uF/35V的濾波電容器。看圖五中間部份的電源供應部分,由D1~4和C1整流濾波而得的24VDC電壓,大部分供給給Relay 1及Relay 2使用,音為這一點的電壓不是很穩定,可隨兩個Relay的ON→OFF狀態而有所變化,而漣波電壓也不小(約有1Vrms max),但對Relay來講並無大礙。

25. 圖五中間部份的+15V電壓僅僅供IC使用,但要求的電源品質因素就比較高。先考慮這兩枚IC的最大輸出電流分別為15mA,而靜態消耗電流以3mA計算,則其消耗電流的變化範圍是36mA(max)至6mA(min)。先令R2和Z2構成的迴路所消耗的電流是10mA,則流經R1的電流分成三路消耗掉,及IC、R2Z2、Z1,先擱置Z1不計,則總消耗電流量的範圍是46mA至16mA。所以當24V電壓降至最低時(設為22V),R1上流經的電流至少要46mA,可依此數據求出R1之值為(22V-15V)/46mA=150Ω。又考慮24V電壓為最高值(設為26VDC),則流經電阻R1的電流就有(26V-15V)/150Ω≒75mA,可得到R1的瓦特述為150Ωx(75mA)²≒1W。

26. R1使用150Ω 2W規格的電阻(保持1W的餘裕)

27. 由25我們知道流經R1的最大電流是75mA,而到Zener diode的陰極端時,除了Z1之外的可能輸出最小電流是16mA,則考慮Z1的可能最大負載電流是45mA-16mA=59mA,Z1的功率成售量為15Vx59mA≒0.9W,所以Z1的理論規格式15V 0.9W。

28. Z1使用15V±5% 1W。

29. 剛剛我們在25裡討論令R2 Z2迴路的電流為10mA,則R2之值可求得。(15V-6V)/10mA=900Ω。而承受功率可計算得(15V-6V)x10mA=90mW。

30. R2使用1KΩ 0.5W。

31. Z2使用6.2V±2% 0.5W(6.2V之值是當Iz為10mA時測得)。

32. D5和D6使用1N4001。

33. 兩枚IC的輸入端保護二極體用1N4148。

34. R3使用3.3K 0.25W。則IC輸出為高電位時,IR3約為14V/3.3K≒4mA。

35. R4先設定為680Ω,則IC輸出為高電位,IR4約為0.7V/680Ω≒1mA。

36. 由34和35可知Q1之IB在IC1之輸出為高電位時為4mA-1mA≒3mA。

37. Relay 1之最大消耗電流為26V/650Ω≒40mA。

38. Q1之hfe值最小為40mA/3mA=13。

39. 選擇元件時,Q1和Q2及Q3之值皆應大於100。(電晶體之hfe愈大,則飽和程度愈良好,更確定動作不會有誤)。

40. 電子學基本教練插課: 運算放大器之供應電壓若如圖五中為例為+15V及0V,則其輸出端之最大電壓和最小電壓值,均須就其O.P.I.C.之輸出級(Output Stage)判斷之,且廠商之IC資料均有詳細說明,此處我們使用的uA741或MC1458,原則上在電源的兩端各保持2V的動作量餘額。(因手邊無資料,故正確值未能列出)。也就是IC之輸出端"H"時為13V,"L"時為2V。

41. Q1 Q2 Q3使用2N3569,hfe值需大於100。

42. IC輸出為"L"時,Q1之VBE電壓為2VxR4/(R3+R4)=2Vx680Ω/(680Ω+3.3K)≒0.34V,經實際試驗結果,2N3569之VBE=0.34V時並不導通。

43. R10=3.3K、R11=680Ω、R12=3.3K、R13=680Ω。到目前為止本電路的推動電路及IC電路的配置皆已筭妥當,剩下的電壓比較功能的電阻的配置,也是相當簡單的,讓我們再一步一步的研討。

51. IC2的激發點為25V。6.2V參考電壓經R15送到Inverter Input,因IC輸入端所消耗之電流極小,所以可以忽略R15之電壓降。(這點在以下的幾點討論會得到補償)。已知IC2的負端輸入為6.2V,則圖五中P10和P11之電壓為25V時,在R17和VR3上的分壓必需為6.2V。因此25V/6.2V=(R16+R17+VR3)/(R17+VR3),公式成立。

52. 另VR3對參考電壓要求的調整率是±5%,則VR3是為R17x10%。(以下的幾個步驟我們會驗證此處如此假設的正確率,充其量這樣的技巧只是比例的大小而已)。

53. 設R16=330K 1%金屬膜電阻(注意!23中所列之固定電阻器皆應使用金屬皮膜1%的規格,取其溫度穩定性良好,及阻值誤差的要求)。我們之所以欲如此假設,是有原因的。圖五中P10和P11為感應電壓輸入,既然有感應的意思,顯然它不應該構成整個直流電源供應器的正端輸出和負端輸出之間,但並不因為P10 P11的介入,而額外的消耗了不能忽略不計的功率。所以接在P10的兩枚電阻R7和R16,應該愈大愈理想。我們選用330K只是這個值的精密電阻易於購得。

54. 經計算得R16=330K;VR3=20K。

55. 現驗算VR3可調整感應電壓(第二激發點25V)為25V時,參考電壓的容許範圍值。100K/(330K+100K)x25V≒5.81V。120K/(330K+120K)x25V≒6.6V。換言之,當參考電壓值在5.81V至6.6V之間,皆可藉調整VR3得到補償。這調整率約在6.2V±7%,(見52的討論)。

56. 為得到如圖四的功能,正回輸電阻R14必需求得。且看我們令其上激勵點為25.05V,下激勵點為24.95V,亦即在25V時電壓變化量是0.1V那麼在IC2的正輸入端所分壓得到的變量電壓剩下0.1Vx6.2V/25V≒0.025V。又IC2的輸出電壓變化量以10V計算,則R14與R16//R17之比例為10比0.025,R16與R17之並聯值可計算得,所以就能求得R14之值。

57. R14≒20M 0.25W。

58. 依照51到56的計算方法,我們又得到R7 R8 R9 VR1 VR2,以及R5之值,在此不列出演算過程,其值列於元件表中。

59. R15之值原則上相等於R16和R17加VR3的並聯值,經計算得R15=82K 0.25W。

60. R6使用100K 0.25W為最恰當。

　　一件事情的完成,其過程可能是相當繁瑣的,而所得的結果只有兩條路,成功與失敗,成功當然給自己莫大的鼓舞,而失敗了亦為自己謀得經驗。上面的一大段討論,就為了要得到一份元件表,雖然它不是唯一的目的,卻是圖五不可缺的一份資料,現列於下:

　　上面元件單凡是沒有標明瓦特數的電阻使用¼W5%的電阻,恐怕不好買,因為視面上探摩店組最高阻值僅到10MΩ,如果沒辦法,可用10MΩ兩枚串聯代用之。還有15V的然納二極體,因其消耗熱量可能平均到0.5W,最好能在其兩端保留相當的腳長,作為散熱之用。看圖五,D7至D9 1N4148的用處是在保護IC的輸入端,可以防止因為正端輸入和負端輸入之電壓差達到IC內部的電晶體的BE兩極的然納值而對IC有所破壞。使用方向相反的兩枚漏電量極小的開關二極體跨接於Operational Amplifier輸入之兩端,以保護之,是為最典型的方法,如此能確保OP輸入端兩端之電壓差在±0.7V之間。我們在02中有討論到圖五中,IC1的激發點原為12.5V,後來被IC2重置了,而激發點轉移到37.5V,這個網路由R9 VR2及Q2擔任。當IC2的輸出為"L"時,則Q2不導通R9,VR2視同開路,IC1正端之電壓乃取自感應輸入點P10 P11而經R7 R8VR1分壓而得,此時激發點為12.5V,一但IC2輸出為"H"時,Q2就導通,令這一分壓網路為R8,VR1並聯R9 VR2以及R7,使激發點電壓為37.5V因為有這樣的功能,可以推演出當直流電源供應器的輸出電壓由小變化到大時,在電壓大於12.5V而小於25V時,IC1的輸出是"H",電壓一跨過25V而在25V和37.5V之間時,IC1的輸出被重置為"L",而電壓跨過37.5V,IC1的輸出又變為"H"的狀況。圖五中IC1和IC2的接腳沒有標出號碼,要看使用的IC而定。

　　單獨供能電路是近代的電子工業慣於採用的技術。一只單功能的電路可以被配置在很多不同的系統中,而極少受到牽制,這樣發展的趨向,形同於近期大電腦介面電路所行的路徑,寧可在成本上多花費三分,而在系統設計及處理上得到七分的方便。這就是我們今天專對一部電源供應器裡頭的一個小方塊鑽研的理由,希望其價值亦能長久而不被抹殺。