前數期,唐凌先生所推介製作的ESS150W仿製機,相信聞者見者並不在少數,而參加實際製做的讀者,恐怕不會很多(除了購得全套晶體的仿製者),不是經濟問題就是根本買不到電晶體,大部分的讀者亦只有望而興嘆,現筆者想出一個變通的辦法,希望設計出來的電路人人能做,而且電晶體手邊就有。
電路設計
第四期58頁所介紹的IC推動功率放大器,是我們最先要探討的目標之一。很多廠家的功率放大器,接使用運算放大器來推動達靈頓電路,藉以得到高增益、工作穩定、不容易故障、且製造容易等等先天性的優點,我們要找的,正是這一類型的電路,現將第四期59頁的圖搬到這裡來做更詳細的討論,希望初學者就能看懂。
運算放大器最簡單的符號如(圖二)所示,輸入分正向與負向兩輸入端,見(圖三),當負向輸入端接地,在正向輸入端加一訊號,可在輸出端得到一相同相位的訊號,反之,若將正向輸入端接地,訊號加在負向輸入端,就能在輸出端得到一相反相位的訊號,輸出訊號與輸入訊號之比,就是這個運算放大器的開環路增益,通常這個值可以大到數十萬。再看看另一個圖,當正向和負向輸入端皆加入相同相位而且等量的訊號,那麼理想上在輸出端應該不能出現任何訊號。第四個小圖就是這個擴大機uA741的接法。依照公式Av=Rf+R/R,那麼在正向和負向輸入端的訊號就相等了,輸出端不應該有任何訊號,這到底是公式錯誤還是自己的功夫不到家,又不願意用很深入又很繁的公式來迷惑自己的耳目,那該怎麼辦呢?我們姑且認為正向輸入端和負向輸入端的訊號,它們的量有所差別,這差別正好是Vout/Av(open loop),因此,在回輸量很大時,公式Av=Rf+R/R並沒有錯誤,而且讓我們心安的是這個擴大機的增益只有56K+1K/1K即57倍,這和開環路增益數十萬倍相比,是小的太多了,這樣,可藉以補償這個uA741頻率響應的不足(見圖四),也能提高阻尼因數。
再看看這擴大機中點電壓自動調節的工作。中點電壓是擴大機在不加入訊號時,輸出端對地的直流電壓,(圖一)中,與uA741相聯的元件,通過直流的只有R2 R4 R7(第七腳和第四腳為電源供應,電壓是±15V,這電壓取自±Vcc經R5 R6而由ZD穩壓,因此得到穩定的電壓供應),R2與地相通,在此得到一地點參考電壓,這一點電壓可視為「靜電壓」也就是不動的電壓,R4取自輸出端,當輸出電壓向上昇時,則IC第2腳的電壓大於第三腳的電壓,這個「電壓差」經過IC裡面的放大器放大後,就把輸出端的電壓向下拉,使輸出端回復到與地點電壓相等的「平衡狀態」,反之,輸出端電壓向下降時,亦能在第2與第3腳產生「電壓差」,亦使輸出端又回復到與地點電壓相等的「平衡狀態」,其實這種自動調節的動作,是非常迅速的,其速度就是這枚IC的「上昇時間」(Rise Times)。IC第2腳與第3腳的實際電路即為一差額放大器,
如(圖五),兩電晶體射極是同一點,且VBE1=VBE2,故VB1=VB2,若R2=R4,就能使輸出端電壓與地點獲得一致,但是實際上IB1是不會和IB2相等的,而VBE1和VBE2也就會有一點點差別,不過IB1和IB2在R2和R4上產生的壓降是微乎其微,加上運算放大器本身的開路增益極大,VBE1和VBE2也不會有多大差別,所以輸出端的電壓能夠保持在0.01V以內,因此也不用擔心擴大機的中點電壓會偏離太大。R1和R7均有緩衝作用,避免兩聲道同時工作時或因訊號串離及感位微弱的正回輸所引起的高頻振盪。C1 C2均為交連電容,主要作用為阻隔直流。C3 C4是將ZD上產生的交流漣波再一次濾除,見(圖六),因Vcc是隨訊號強弱而有所變動,故Iz及Vz均隨之變動,自會產生輕微的漣波。
I.C.工作狀況,到現在已作了粗淺的交待,容我們繼續看這擴大機後面這幾枚電晶體的工作情形。TR5的集極和射極跨於TR1 TR2的基極,R10和R11為TR1和TR2的偏壓電阻,若沒有TR5,則R10和R11上的電流經全部經由TR1和TR2的基極,這個電流再乘上β倍,就是R12 R15 R16 R19上的電流量,並部分流到R12 TR3及R18 TR4,這部分電流又乘上β倍,就是流到兩個功率電晶體的電流,於是整個電源電流就在TR3 R20 R21 TR4上暢通無阻,先燒得該是TR3 TR4,在來就是TR1 TR2冒煙,而uA741因為有R7的阻隔,還保全完好。R15 R16是TR1 TR3的射極電流回輸電阻,R14和R17是訊號回輸電阻,此處R14和R15的比值是10:1,所以TR1 TR3 TR2 TR4這推動級和功率放大級所組成的達靈頓電路,已有11倍(R14+R15/R15)的電壓增益,如果輸出功率50W,即輸出電壓20Vrms(在8負載)時,IC之輸出端只要供給2Vrms的推動電壓就夠了,所以IC能工作的很輕鬆。
喔!剛剛TR3 TR4燒了,現在來討論TR5的責任。TR5集射極之間是一個定電壓源,這個電壓要多少才恰當呢?且R8和R9之值又如何決定。若靜止電流為50mA,則TR3和TR4的VBE值可能在0.6~0.7V,R12 R19上的壓降也分別略近於0.7,若不計算流到R13的電流,也不管R14上的電流,則IR12=IR15,因為VR12需要0.7V,VR15就是0.07V了。若TR1和TR2之VBE為0.7V,就能粗略的計算求得TR1和TR2之基極間電壓是0.7+0.07V+0.07V+0.7V=1.54V,也就是TR5VCE上的電壓。此時因手頭上有一3K半可變電阻,用來當R9,3K的一半是1.5K(調到中點),則R8就能求得為1.8K,公式(1.8K+1.5K/1.5Kx0.7V)。
恰得TR5VCE=1.54V。調整R9就能決定TR1 TR2基極上的直流電位差,自能控制R12和R19上的電壓,而得以調整流到功率晶體的靜止電流,以消除交叉失真。C6 C7作濾除電源之高頻,其值約在0.047u~0.1u,一般使用塑膠(Mylar)電容即可,因為電源濾波用的大電解質電容器,在頻率高到某一程度,就沒有濾除作用,故需另加C6 C7來濾除電源引進來或感應得來的高頻雜訊。C5亦為0.1u,R22是10Ω,當頻率高到50KHz,且振盪幅度夠大,就會在R22上顯示出來,最明顯的高頻振盪就是R22冒煙,所以筆者贊成R22只要用½W就夠了,以便聽不出高頻還能看得出是高頻振盪,此擴大機的討論已到尾聲,但要在R4上並聯一的小值的電容器,容量約10P~50P;以消除這枚高增益I.C.所產生的高頻振盪。
以上討論的功率擴大機,最大不失真輸出能達到50W,即8Ω負載上有20Vrms的電壓,此時電源電壓已降到29V,顯然效率相當高,若把另一聲道搬過來,做成橋式輸出,則20V+20V=40V,在8Ω負載上就能得到200W的輸出功率,這已夠我們用了,不過要考慮電晶體本身的飽和損失和電源電壓的下降,我們只要求150W。原則上是每聲道使用4對2N3055和MJ2955,這要比ESS的仿製機使用4對MJ410方便且經記得許多許多。
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(圖七)是BTC電路的架構。(圖八)是全機電路圖,底板仍沿用第四期第60頁所載之底板圖,本來是二聲道,現二合為一,只將多加的零件加入。此底板圖為正面圖,圖中所繪零件值有所更動,且R9換為半可變電阻,電容器的極性也得多加注意。電路中分向器的電源電壓為+15V,可和uA741共用,並多加一級濾波,否則會有哼聲。
零件選擇
功率電晶體每聲道共使用4對2N3055、MJ2955每個分別分配得20W的工作,一點也不會吃力。功率晶體最好選hfe相近的對稱電晶體,即每一聲道的上面兩個PNP電晶體β的總合等於下面兩個NPN電晶體β的總和。但其值最好不要偏離太大,否則功率消耗的分配將無法獲得一致。推動電晶體筆者使用廉價且實用的2SA699A、2SC1226A,廠方規格是PD10W,Ic3A,VCEO40V,hfe30~200,ft150MHz一般是凡功率大到100W以上的擴大機,其推動電晶體至少也得耐到120V~200V的電壓,這種電晶體在購買時就有困難,而價錢恐怕是我們今天所要用電晶體的十倍以上,縱然是買到了,將它裝在電路板上還會提心吊膽的。此電路之所以能用VCEO40V的電晶體來作推動,乃是電路設計的巧妙之處。見兩枚推動電晶體之射極電阻接地,使電晶體極射電壓限制在Vcc以內,而當訊號到達極端時,即是正或負電源端的功率電晶體完全島通時,推動電晶體的射極電壓只會越出地電位約5伏特,總合起來,根本不超過40V。筆者使用曲線掃描器測得這一對2SC1226A、2SA699A,在Ic1安培的曲線,VCE到達60V才略微彎曲,hfe值大約都在100左右,且PD10W足夠來推動兩枚功率電晶體。偏壓電晶體用最普遍的CS9013或任何矽質小豆子即可。LC.為uA741,購來時,需先測量是否能工作,測量最簡單的方法是用兩顆9V的乾電池,做±9V的電壓供應,將正負電壓分別加在第七和第四腳,然後將第三腳接地,將第二腳和第六腳相接,用電表測得第六腳電位為零伏特,這枚I.C.大致就是好的了。作分相器用的電晶體,用任何編號的小豆子即可,如2SC828、2SC372、2SC1000、CS9014、SE4010等等。所有電阻除特別標明外,均為½W。電源電路: 如果擴大機的效率為65%,那麼在全功率150W輸出時,電源就得供給240W的功率,所以使用24V-0-24V的變壓器,中間抽頭端至少也10安培的電流才能達到足額的輸出,這只是對單聲道而言。整流子用舊貨攤購得的大型橋式整流器。濾波電容,因避免體積太大,所以只使用兩枚4700u/50V的就可以了。
現將全機的零件列出。
裝製與試機
筆者裝製時,因利用原有50W擴大機的現成品,故沒有另外設計底板,只將多加的零件裝在萬用底板上。首先裝妥底板上所有的零件。IC uA741有兩種形狀,若使用圓形的一種,要注意有記號的位置是第八腳。推動電晶體2SC1226A和2SC699A是塑膠的扇型包裝,本身已有小小的散熱器,但要注意這散熱小片就是集極,不要讓它和其他零件短路,其接腳順序為BCE,有缺腳的地方是正。底板裝成後,再要裝的就是電源電路。筆者使用的變壓器一共有四個(作單聲道用),每個皆有18V 2A、24V 2A兩組,此處只用24V的一組,然後把其中每兩個並聯,再串聯,就得到24V 0 24V,抽頭8A的變壓器組,在做串串並並的當兒,要注意變壓器的相位,以免燒毀。裝妥變壓器,加上濾波電容器,測得電壓是±33V,然後將地端和負端接入擴大機之底板,先調整3K半可變電阻,使其值為最大。接入電表測量正電端的靜止電流,並調3K半可調電阻,至電表為30~50mA,即為完成,然後測量中點電壓,應小於0.01V。兩聲道分別測得能正常工作後,再合為一,並加入分相器,作分相器的電晶體,射極電壓大約是4.3V,集極大約是10.6V,此步驟完成後,若有訊號產生器和示波器就能作進一步的測試,否則就加入訊號,並接入喇叭試聽。喇叭用一個二兒培的保險絲串聯,以策安全。將輸入訊號(可用調諧器或唱機並加一可變電阻)漸漸由小調大,即能欣賞到機器唱的歌還有機器奏的音樂。但注意兩條喇叭線之電位皆為「動電位」,要避免和地短路,這是橋式輸出電路較特殊的地方。若要進一步的測試,可加入1KHz的正弦波,取一8Ω假負載電阻,測得不失真輸出為33Vrms此時電源電壓降至±26V,於是將交流市電漸漸升高(用自耦變壓器)到Vcc為±29V時,就得到35Vrms的輸出,解開負載,測得電源電壓為±34V,並測得無負載時的最大不失真輸出為48Vrms、再次加入50Hz方波和10KHz方波,輸出波形和第四期60頁所載相同,再用正弦波由20Hz至50KHz連續掃頻,並沒有見到顯著的增益下降。再次加入1KHz的正弦訊號,並將負載置入盛滿水的水盆中(因8Ω負載電阻僅能耐到50W),滿載工作半小時,功率電晶體有點溫度,水盆的水已熱了,推動電晶體2SC1226A、2SA699A沒有一點溫度上升的感覺,這下可真令人放心。取掉負載,仍用1KHz正弦波,調整輸入電壓,使輸出為30Vrms,再加上負載,電壓下降為29.5Vrms求得阻尼因素(負載對擴大機內阻之比)約為60。將訊號取掉,由示波器測得雜音訊號約有10mVp-p,折衷計算為5mVrms則S/N比可粗略求得為75dB以上。因沒有失真分析儀,所以測試工作也就到此告一段落。
結 語
花了幾天的功夫,按照構想逐步完成,沒有遇到任何無法解決的挫折。但要提醒讀者,購買功率電晶體時,hfe值只要50~100之間就可以了,不要選得太高,否則品質恐怕很難掌握,而且在裝製時,先把所有零件測得確實是「好貨」,再按步裝配,不會出現任何毛病的,這樣能夠節省很多時間,免得發生故障時,手足無措。
編者註:
一個所謂「好」的線路是需要許多條件的,而這些條件也不容易普遍的說清楚。不過我們可以提醒您注意或實驗以下幾個問題:
第一、一部50瓦的機器和一部100瓦的機器,雖然輸出僅增加三分貝,它們實際聽來確實會有不同。不過這種不同,實際上是由線路架構直到整個電路特性(增益、阻尼、順太響應、割切......)的不同所影響。
第二、因此,如果您試圖將一部該是50瓦結構的線路,把晶體和電容器換掉,然後提高供電壓,以期獲得100瓦的輸出。此時其結果很可能讓您感到相當的失望,因為這個100瓦和50瓦根本沒有什麼兩樣。
第三、橋式電路很早以前便有人探討,它的優點一如上文所述,可是實際上卻很少被人採用(四聲道收音擴大機用的較多一些),問題在於它並不像上文所述那樣「經濟」,而且最要命的乃是它的安全問題。線路多一倍,故障可能性就多四倍,而它又不易加入妥善的保護裝置。在這種情形下,大功率的獲得不過只是增加對喇叭的損壞率而已。
第四、從事線路的研究、設計和實驗,除了應備的基本理論外,堆參考名廠的製作是相當重要的,他們會那樣做一定有它的道理。而它那種好,可能不是書本上所說的好。
第五、有關造價的問題,應當放眼去看。再太灣2N3055的售價出奇的低,有它的原因,不必贅述。如果MJ410能像3055一樣普遍被使用時,我們相信它的售價不會高出3055一倍,可是他各方面的特性卻足有3055四倍有餘,難道我們甘願台灣是3055傾銷之地嗎?
轉載音響技術第16期 APR. 1977 150W橋式輸出功率擴大機/許振耀
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