我想裝PRO-217,板子上的電阻、電容、晶體都差不多買齊了,但LM-334買不到,可不可以用FET代?

(台南˙林承宗)

  LM-334是恆流源IC,它被用得最多的是當做溫度檢知裝置,在PRO-217線路中,利用一枚外加電阻(R8)將它偏置在一定的電流下工作,供給2SK146差動級一個恆流源。調整R8,可使其工作在1μA~10mA,並且在1~40V工作範圍內,其電流穩定率不超過0.02%/V。就因為他有這麼好的特性,所以價格非常高,目前本刊服務部的217B已全部供應完畢,如果你在南部買不到,可試著聯繫台北中華商場的海利電料行。

  在217中,我們利用334和R8(68Ω)將K-146的工作電流設定在1mA,此時只要Vcc維持在±40內,任你如何變動,K-146都是1mA。但如果買不到334時怎麼辦?最簡單的方法就是以一枚電阻來代替,及在334的V+~V-間接一枚23.7K左右的電阻(R8不接),此時只要Vcc能維持在精確的±24V,這枚電阻還是有恆流的作用。

  另外就是以恆流二極體代替,這種恆流二極體在Power Supply電路中常常看到,其電流是固定的,從1mA~45mA任君選擇,工作電壓大約是4.5V~100V之間。上月中旬某國內廠商負責人趁出國旅遊之便,帶回不少恆流二極體,目前在市面上大多都已能買得到,每枚售價約在35元上下。

我按照66期「HAFLER DH-101前級之改裝」裝了一片PRO-214,按理低音應該不錯才對,可是實際試聽時卻發現低音混混的,層次並不清晰,是不是RIAA網路有錯?

(台北˙李延方)

  HAFLER DH-101前級擴大機問世一年後及做了部分的變動,其中之一就是將C5由470μF改成1.000μF,如此低頻-3dB就會降至0.663Hz。在66期文中,許多變動步驟是不經HAFLER公司認可的,所以有原裝機的朋友請勿任意修改,否則該機的原廠保證就立刻失效。

  RIAA網路並沒有錯,錯是錯在輸出端併了一枚0.068μF的電容到地,它非但不能使RIAA響應平直,反而會造成30Hz以下頻率不正常的衰減。改善之道一是拿掉這個電容,二是將它改成0.0068μF。

在66期中提到R11和R12應該改成47Ω,以增加Q3 Q4的驅動電流,可是曾聽某音響公司負責人說:如果R11 R12改成47Ω,則Q3 Q4可能會燒掉!他說得對不對?

  這個問題不是三言兩語就能解決的,要徹底瞭解,還得從電路上來看:

  設所加電壓是±18V,由於Q1 Q2之基極是接在一起並經R1至地,故基極電位為0,R5 R6之端電壓即為17.4V。

  若R5 R6用150K,則其電流為17.4V/150K=116μA。116μA電流除一部分經由R7 R9分流外,其餘均經Q1 Q2而達R3 R4。

  R7 R9串連跨接於Q1 Q2之射極,其端電壓即是1.2V,而分流量即是1.2V/(R7+R9)。設R7 R9皆是22K,則分流量是27μA。

  那麼經由R3 R4之電流即為116μA-27μA=89μA

  89μA就是Q1 Q2的工作電流,所以R3和R4的端電壓即是89μA×R4。

  如果R3 R4用22K,其端電壓即是1.958V。此電壓是跨在Q3(Q4同)的基──射間,而Q3是達靈頓管,故R11的壓降即是1.958V-1.2V=0.758V。

  Q3 Q4的工作電流此時就完全取決於R11和R12了,我們就以47Ω來計算:0.758V/47Ω=16.1mA,故Q3和Q4的靜態消耗都是18V×16.1mA=290mW。

  290mW的靜態消耗會不會燒掉Q3 Q4呢?那就要看他倆夠不夠「勇」。如果Q4用的是2SC900,那麼它已經燒了,如果換成2N5210,即使不燒掉也是燙手的山芋!

  但Q3 Q4是MPS A13 A63,其最大損耗是1W,故用在這裡是絕對安全的。而且新的DH-101原廠前級,其R11 R12都已改成47Ω

貴社有沒有配對的5210/5087?我真的很想把C10拿掉,只是擔心中點會漂。

  配對的5210/5087晶體,本刊服務部暫無供應,你可找中華商場的樂音堂購買,他們是以Ib=10μA為條件配對的。

  要拿掉C10而維持輸出端的直流零電位並非難事,但却十分麻煩,方法是將R7或R9改成精密型半可變電阻(25K),如此才可將中點直流電位問題。但根據實際調校經驗,R7 R9有時得一起動手調才行。

我很欣賞PRO-212的音色,但一直買不到原線路晶體,有許多同好也非常的著急(泰山的陳秋雄先生、馬祖的蕭瑛星先生、羅東的廖振豐先生),原線路晶體買得到嗎?想把它改成10倍又是如何呢?

(台中˙何明新)

  PRO-212這個線路來自美國PS AUDIO Model PS-II 的唱頭專用放大器,既是屬於可以獨立使用的唱頭專用放大器,故其輸出阻抗安排的很低(約僅數百歐姆),而全電路之增益亦安排的非常高。就PRO-212的線路來說,牠大致分成兩「節」相同的架構,就主動元件的選擇來用,由於採用非平衡式差動輸入,故Q1Q2 Q5Q6的要求就比較特別: 原廠採用Motorola的MPS-A18,其hfe最低為500,最高為4K;在目前市面上能買得到的小訊號NPN晶體中,特性最為接近的就是MPS-9633。

  由於212的等化網路是衰減型,故改成10倍非但不經濟而且麻煩。利用212做10倍,則C2以前的部分全部不用,R12則改成100K~180K到地(將C3短路),R16改成R17的9倍,其他的元件和數值都不必變動。

  如果覺得增益太大,可將R6 R7及R16 R17的比值略為降低。Gain降低後,不但對雜音降低非常有利,動態範圍也跟著提高。

212的供應電壓可以提高到±24V嗎?

  在±15V~±24V內,212都可正常的工作,而且不必更改任何元件。但由於供應電壓不同,各晶體的工作電流也會有所不同。我們以Q4來說明:當R10為6.8K,電壓為±15V時,Q4靜態電流為2.2mA,靜態消耗為39.6mW;當電壓為±18V時,Q4電流為2.65mA,靜態消耗為47.7mW;當電壓提升到±24V時,Q4電流亦提升到3.53mA,靜態消耗為84.7mW。而Q4是全電路中靜態消耗最大的,只要它能受得了,別的就安然無恙。Q4應是MPS-8099的Pc為350mW,完全沒有問題。

可否將Q1 Q2的不平衡狀態降低一些?

  你所提的將不平衡狀態降低,即是指將Q1 Q2的工作電流設定的大約一致。Q1 Q2的總電流係由R5供應,而Q1電流則由R3決定之。

  依照51期及59期之推算,Q1 Q2總電流為370μA-46μA=323μA;可知Q1 Q2電流相差甚鉅。改善之方法係將R3 18K降至12K,則Q1電流增加至70μA;但這樣做似乎又失掉原設計的意義了。另外Q2 Q6的集極在線路圖上是直接接至+Vcc,而PCB上則留有空位,你可接條跳線,或裝一枚20Ω以下的電阻。

我以前裝有一片Marshall Leach前級,即是貴刊的PRO-213,如要加伺服要怎麼加?

(台北˙王興華)

  就PRO-213來說,輸出交連電容C6也是可以拿掉,但R10就要改成可變電阻,否則中點至少有8mV的直流。如果加上伺服,那一定要注意伺服用IC是否為FET輸入,因為213的RIAA網路是回授型,伺服電路是倂在R6 R9上,若選用IC不是FET輸入型,則會因阻抗不夠高而影響RIAA曲線的正確;同時C3也要拿掉,讓R7直接到地。

  相對的,要在212上加伺服電路就不必考慮這麼多,只要併在R16上就行(C5要短路),因為212的RIAA網路是衰減型。

唐主編說213的Q5 Q6的電流可能高達15mA以上,而且不平衡,這可以改善嗎?

  就51期113頁PRO-213的線路來說,Q5的電流決定於(R11之端電壓-0.6V)÷R13,Q6的電流則決定於(R12之端電壓-0.6V)÷R14。Q3 Q4的電流是相同的(取決於R10),但R12之值大於R11,故R12之端電壓也必大於R11之端電壓,故Q6的電流就大於Q5的電流。

  要「改善」它實在容易,只要把R12亦改成5.6K就行了。如果覺得Q5 Q6電流高達15mA太過分,可將R13 R14由220Ω提升到330Ω

  213與212有著極大的差別,在推算212時,由於Q1 Q2是不平衡差動輸入,因此我們必須由後往前推;但213是串級式的差動,全機工作電流幾完全決定於R6這枚電阻,因此當供應電壓變動時,各晶體的工作電流也會跟著變。就以51期唐主編之推算,若電壓改成±24V,則Q6工作電流將高達21mA,2N5210早就報銷了。

  212就原廠PS AUDIO來說,供應電壓是±24V,213根據Marshall Leach之建議是±23.5V,製作時如欲提高電壓(可與PRO-217搭配),記得有些零件數值要做略微的修正。

我用貴刊PRO-217 RIAA網路的算法求212的網路,可是算不出來,為什麼?

(台北˙徐世衡)

  217是回授型RIAA網路,212是衰減型(RC式或被動式),兩者算式當然不同。有關被動式RIAA裝計算美國AES協會的Mr. Stanley Lipshitz曾發表過一套速算公式,這在JAES第27卷第6期p.458和The Audio Amateur季刊1980/4 p.61中都可找得到。本刊5534前級製作(67-01)就引用這套公式。公式如下:

  C3:C2=2.916:1

  R11˙C3=2,187μS

  R12˙C2=109.05μS

  現在依照212零件表之數值代入:

  C3:C2=0.068:0.024=2.833

  R11˙C3=32.4K×0.068μF=2,203μS

  R12˙C2=4.64K×0.024μF=111.36μS

  依此看來,雖不中亦不遠矣!其實這幾個RC元件只要費點神還是可以在材料店中買到,若要求得精確,則一定要挑過才合用:R11→31.K、C2→0.24μF、R13→4.55K、C3→0.7μF。

  至於回授型RIAA網路的算法則是:R1˙C1=3,180,R2×C2=75μS,[(R1˙R2)/(R1+R2)]×(C1+C2)=318μS。比較起來,PRO-217的網路是相當精確的。

  但217的網路是來自214,而自66期「DH-101前級之改裝」刊出後,DH-101又做了不少的更動,但這都是業餘愛好者自己變動的,頗富趣味。其中Richard Mallin的變動是:C9=0.027μF、C8=0.0075μF、R14=118K、R13=10K。但若依上式計算起來,實是大有問題。而另一位愛好者Mr. John Koval在去年底也對DH-101做了如下的「改良」:C9=0.254μF、C8=0.00727μF、R14=130K、R13=10.4K。若依上式計算則為3,302μS,為74.4μS,為352.8μS。

  雖然Koval的網路比Mallin的網路較精確些,但217比較起來「仍遜一等」,可是他倆人都宣稱自己改的網路是極為平值,誤差都±0.1dB以下,並且比XX牌前級更佳......等等。

  不過精確的RIAA網路並不是每個廠商在製作前級時所抱持的目標,相反的他們常刻意的「製造」出有特殊「個性」的音色。你只要記熟了兩種網路算法,那高音的纖細、低音的強勁,只不過是變動些電阻、電容而已──願讀者們會心一笑。

78期「5534AN前級再製作」文中有張照片使用四顆大電容用作交連是否妥當?

  到目前為止,音響器材中的交連電容大抵以PP質(聚丙烯膜)為最優。PP電容都是採用無感繞法,所有特性都比PE、PS來得優秀;但它也有體積甚大的缺點,美國有4.7μF/220V的PP電容,其腳距為4.2公分。其它高品質電容尚有積層電容、鐵弗龍電容等都非常高昂,不過尚未普遍用在音頻電路中。

  在中華路或許可以找到3.3μF左右的金屬膜電容,如果是荷蘭飛利浦原廠,那體積也不小,而售價不菲。這種金皮電容亦是無感繞法,以腳距言,PRO-212、213都不能用,倒是PRO-214的C10在PCB上預留有甚大的空間,可裝下2.2μF的金皮電容──如果你不在乎價錢,又認準了它對音質有所助益,那就在PCB底下再併聯一枚吧!

轉載音響技術第80期AUG. 1982 PRO序列前級裝機問答/梁中鍔

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