電子科技瞬息萬變,尤其以數位及類比電路之設計方面為然,這是因為積體電路在結構、性能和價格方面所造成的巨大衝擊之結果。近兩年來IC OP Amp.在性能上的大幅改進,使得現今的IC音頻前置放大器能達到State-of-art的境界。在本文中將討論到一些設計上的概念,以便使前置放大器的性能更趨完美,並且詳述一個很適合家用音響的IC前置放大器電路之製作細節。這個電路之特性是唯一能凌駕分立式電晶體電路所構成的前置放大器;且設計簡單而所費低廉。放大器上的各種功能可依需要而加入或刪除,在下述的文章中將提及這些修改的可能性。
到底我們預期一部「好」的前置放大器有怎樣的性能呢?至少是足夠的增益(以放大訊號源的訊號內容)及使用上較具彈性化的訊號切換及控制功能,總之它應是整個音響系統的控制中心。同時我們更希望它在雜音與失真方面都近於零,這兩項性能在較簡單的前級電路中(包括大部分的IC前級放大器)都不夠充分。直到最近低雜音、高迴轉率、無交越失真的高性能OP Amp.出現,才使得這兩個性能較為人所接受,有了這些新一代的IC才使得本文所要討論的高性能前置放大器成為可能。
當今前置放大器設計上的另一個主要難題是如何消除常因彎曲唱片所引起,且會使喇叭有嚴重失真的次音頻(Subsonic)訊號。新近修訂頒布的RIAA唱頭前置放大器之特性,允許對0~20Hz的次音頻段有相當程度的衰減,在本文所述的前置放大器中將充分利用此新特性曲線所允許的範圍,對唱臂共振頻段做大幅度的衰減,這個做法不但對喇叭有益,而且也使前置放大器之動態範圍能全數發揮,並且使得後級放大器亦能充分表現其性能。多年來許多音響設計工程師及自己裝的愛好者(包括我們自身在內),對於使用IC OP Amp.在高品質的前置放大器中,都會考慮再三,因為缺乏有關於OP Amp.失真(尤其是暫態能失真TID)的適當資料及設計運用上的指引,使我們無法選擇適用於音頻電路的IC OP Amp.。現在,有一位Walt Jung先生(編註:他是美國音響界極具權威的「Audio Amateur」雜誌之編輯,在IC OP Amp.方面頗有心得,本刊曾多次摘譯他的著作)完成了一件很重要的工作,就是把各種IC OP Amp.的失真結構作了一個全面的調查與檢討,並將可用於音響用途的品種,一一加以測試和試聽,然後分門別類,以供設計者參考。
Jung的調查工作之結果,顯示了要獲得低失真的放大,主動元件要具有適度的迴轉率是個很重要的因素。他的低失真第一定律是:每一放大級都要有足夠的迴轉率,以便能在1微秒內從0V升至最大值(依電源電壓而定),換句話說,輸出訊號的峰值要求是10V的話,那麼OP Amp.的迴轉率至少要10V/μS。雖然實際上訊號本身的上升率很少有這麼快的,但「互調失真」的效應往往在遠低於其最大迴轉能力之下就會發生。
雜音與回轉率
在Jung的失真測量及實際聆聽試驗中,合於高性能的IC類型,是①高迴轉率②大的增益頻帶積③具有極佳線性的輸出級。最近發現的這些對OP Amp.之要求,已經超出某些非線性迴轉率增強電路所能有的特性之外了。這些稱得上「高性能」的IC OP Amp.有NS的LM318;Analog Devices的AD518;New Signetics的NE5534;Harris的2500及2600系列等等。前三種元件都能再合理的相移下得到很寬的頻帶,這是藉著前授(Feedforward,請參閱本刊61期p.72)的方法,即利用一小值電容(IC內部的)將輸入訊號中的一部分高頻直接餽入第二放大級,而跳過了IC內部由橫型基極PNP電晶體組成的輸入差動級(這一級因考慮到電路的其他性能,諸如輸入阻抗、雜音、置零電壓等因素,無法做得反應速度很快),以達到寬頻帶的工作能力。Harris則利用像雜質介電絕緣處理之類的方法,去製造縱型基極的PNP寬頻帶電晶體,以達成寬頻帶的放大。
上述這些元件都以±15V電壓工作,且以1KΩ為負載阻抗時至少都能有±10V的輸出擺幅,同時這些元件也都是差動輸入型的,以便於用來作串聯或並聯負回授放大,平均的差動輸入電路亦使得輸出端不會有DC電壓,因此交連電容在電源ON時不會充電,以防止前置放大器在電源ON或OFF時產生巨大的脈衝。它們都有足夠的開路增益,約在90~100dB之間,增益頻帶積則在10~100MHz之間,在音頻的範圍內可以得到極佳的負回授放大工作。順便要一提的是這個增益值及增益頻帶積都大大超越了一般以分立式電晶體設計成的放大器。上述這些性能的優點是放大器的頻率響應得以更緊密地被控制,以及較快的上升/下降時間,並使得其輸入/輸出阻抗更趨近理論值。最重要的是這些元件的迴轉率都大於10V/μS,在音頻放大的應用上其迴轉失真可小到聽不出來。
剩下來的,對選擇OP Amp.具有決定性影響的因素就是雜音了,在此長話短說,我們發現這些元件中,雜音電平低至僅與唱頭本身之熱變雜音及音量控制器之熱噪音相若的,只有Signetics的NE5534,因此本文所述的電路是以此設計的,讀者若認為雜音不是最重要的場合上,則表中所列的任一元件皆能適用。
電路架構
這部原型機定名為Mark One的有源電路部份共有兩片PCB,一片是具有RIAA特性曲線的唱頭放大器,另一片是緩衝器及音調控制(即高電平部分),這兩片之間及系統的整個接線示於圖(1),有詳細的開關電路接法及音量控制之接法。
唱頭放大器的輸入緊接唱頭這個訊源,依照RIAA等化特性曲線的標準,提供40dB的固定增益(指1KHz),它的輸出成為接至音量/平衡控制器及10倍放大電路之高電平訊號源之一,平衡控制器大約對訊號有3dB的損失。在高電平電路選擇了20dB的增益及NFB型音調控制電路。請注意這裡的音量控制器是兩級衰減式的設計,也就是說要使用四連電位器作為整個立體聲的音量控制,這個概念市要使高電平電路之輸入、輸出都有衰減,輸入的衰減是防止訊號過負荷,輸出的衰減是要使雜音降到最低程度,同時此架構亦允許使用線性的電位器,較之對數型的有更佳的阻值平衡,總結的音量控制曲線是成拋物線型的,大多數的人感覺它比用對數型電位器所產生的雙漸近線型曲線要好得多。圖(1)中亦顯示一種新型的附加式被動響度補償電路(可免用昂貴且不易購得的抽頭式音量控制器)。它是串聯在第一個音量控制電位器接地端可切換的RC網路,響度開關置於OFF時,電位器下端直接接地不起作用,置於ON時可在音量控制旋於低音量時對低頻有適度的提升。RC網路之零件是設計在高電平部分之PC板上。
訊號源切換開關的接法是很常用型的,包括有訊源選擇、錄音座監聽開關、正常立體聲/對換開關、立體/單聲開關及響度補償開關等,整個控制功能可用5個雙刀雙擲式搖頭開關來接成。若有更多的訊號源或同時接用兩三部錄音座時,S1 S2必須改為旋轉式多接點開關或Make-before-break型葉片開關。在過去的各種音響雜誌上都可以找到這樣的線路,圖(1)a提供一種可用的接法以供參考。
唱頭前置放大器
唱頭前置放大器的任務相當特殊,通常它對唱頭呈現一個所欲的阻抗值,對電磁唱頭而言這個阻抗常用47KΩ。輸入總電容量與唱頭倂聯的結果是影響唱頭頻率響應的一個重要因素。大部分的唱頭都設計再數百pF負荷容量時有最接近平坦的響應曲線,使用者應盡量的去符合唱頭製造廠商所建議的特性負荷容量,若可能的話最好還用方波去測試(註：像本刊讀者服務部就有這類的測試唱片出售)。在本電路中的唱頭放大器輸入電容C1值的選擇,是把唱頭特性規格上所列的負荷容量減去訊號線的固有容量即得。Dynaco公司的前置放大器是以220pF為標準,本機亦遵循此例。
放大器的增益必須夠大,以便把全額的0dB唱片錄音訊號(1KHz時大約是5cm/sec rms)提升到與其他高電平訊源差不多的程度(大約0.5V左右)。絕大多數動磁唱頭本身的發電能力大約是每cm/sec時為1mV,因此唱頭前置放大器在1KHz的增益就要有100倍,也就是40dB。
為了雜音的顧慮,從來沒有把音量控制器設置在唱頭與唱頭放大器之間的做法,因此放大器的增益也不能太高,才不會把最強錄音的唱片信號驅動到切割點,這是很重要的。當我們研討實際的唱片刻片工作時可以發現,最快的刻片速度有時會達到50cm/sec,那麼在處理增時至少要留有20dB的動態容許範圍才行,因此40dB的增亦可說是相當適中的,因為一般IC OP Amp.多是以±15V為工作電壓,可輸出至少±8Vrms的擺幅,因此它可容許80mVrms的最大輸入電壓,以一個最典型的動磁唱頭來講,是對應於80cm/sec rms或110cm/sec值峰的刻片速度。
設計上的另一個考慮點是偶而出現的強低頻訊號,通常是由於彎曲唱片或人們走、跳所導致的唱臂震動所引起的,這些振動的頻率大約在7-12Hz之間,是緊鄰著唱臂/唱頭諧振頻率的一個極強的低頻共振。Happ及Karlov兩位先生曾在這方面做了極為徹底的研究。這些訊號必須與後級放大器及喇叭相隔離,否則的話它會「吃」掉兩者的動態範圍甚至造成損害,所以很顯然地要在前置放大器中接入次音頻濾波器才行。不管這濾波器是設在電路之輸入端或負回授網路內,不但能保全後級和喇叭不受損害,亦免使這低頻訊號限制了唱頭放大器電路本身的動態範圍。
圖(2)是唱頭前置放大器的全圖,輸入端的R1 R3 C1對唱頭產生分流作用,R1是唱頭負載電阻,R3 C1構成射頻濾波器,R3必須是個合理的低阻值,一方面做為輸入訊號的接線端,一方面可防止極高頻(VHF)共振(指唱頭線圈與C1組成的LC電路),並且可以減少音頻範圍內的總熱雜音。C1是唱頭負荷電容,亦對OP Amp. A1的非反向輸入端提供了一個射頻的低阻抗(註:通常OP Amp.接成非反向時是高阻抗的),這個特性是很重要的,尤其在OP Amp.的增益頻帶積高達10~100MHz時,若高頻阻抗無法控制得很低且很靠近IC的話(指低阻抗回路元件),射頻共振是的確可能發生的(IC的電源接腳也要在一兩吋的距離內加以傍路,這是很重要的)。因此R3/C1對OP Amp.的重要性如同它對唱頭的重要性一般。
A1周邊的負回授電路控制著它的增益和頻率響應,負回授電路分為兩個通路R13 R11 C7 R7和C5為主回授通路(另一聲道請對應參照),處理著A1的增亦以符合RIAA等化曲線。這些零件值經計算後標示於圖(2)中的是採用5%誤差的電阻及電容,結果已相當接近RIAA特性曲線,正確的計算值是R7=75K C5=1000pF,R11=884K,C7=3604pF(但編者仍建議各零件使用1%誤差的品種,因最近由Stanley Lipshitz先生的研究中指出,即使是很小的RIAA偏差也會引起很大的聽覺差異)。當R5=1ΩK時,1KHz的增亦有39.65dB,非常接近理論。欲降低其增益時可增加R5,並以相同比率減少C3。例如R5改成2KΩ,C3改為2.2μ時,增益會降低6dB但輸入過荷電壓可提高一倍,頻率響應方面則不會變更。
R13的加入有助於運算放大器的穩定,當頻率很高時,C5 C7形同短路,若沒有R13的加入,A1的增益將降至近於0dB,NE5534在0dB增益下是不穩定的。如果使用AD518、LM318等增益下仍能穩定的元件時,R13可以短路不用。R13的介入在音頻範圍內是不會影響到閉環路增益的大小,但在射頻範圍內就能起衰減作用,而且在放大快速脈波時能減少過激(Overshoot)及振鈴(Ringing)現象。R13的使用較之常用的10-20pF小電容補償法,能對高頻訊號的迴路阻尼提供更有意義的保障,因為它不會降低放大器的迴轉率和增益頻帶積。
第二個回授通路包括了R15 C9 R9和C3等零件,它控制著放大器的次音頻段響應。圖(2)中所列的零件數值使得放大器的頻率響應低至30Hz時仍符合RIAA特性曲線,這個頻率以下就急驟的衰減,以便對唱臂/唱頭共振頻段的5~15Hz訊號有15~30dB的衰減量。幾個特別頻率點的響應是:20Hz,-3dB,Q=1:30~40Hz,+0.5dB;28Hz,0dB。低頻端的衰減特性曲線形狀,可說是下述兩者的折衷結果:一是要平坦的低頻端響應(亦即截止頻率低,Q值亦低);一是要在10Hz時有大幅的衰減(亦即截止頻率要稍高,換句話說就是以提高Q值至約等於一,來緩和這兩者的衝突)。最後選定的零件數值使得10Hz時的衰減量約比30Hz時多18dB,往後的測試中將證實此點。
-3dB的截止頻率(20Hz)可降至10Hz,只需把C3 C9的容量加倍即可,但要犧牲一些唱臂/唱頭共振頻率的排斥能力。雖這樣可以使低頻的振幅及相移稍有改善,但必須在唱臂/唱頭共振頻率很低的情況下才能用,並且後級所接的喇叭也要能忍受極低頻的隆聲而不產生太多的失真才行。
能使用這個令人滿意的雙極高通濾波器於第二回授通路是很重要的,因為有了這個濾波裝置就不必再在本級電路之前或之後串接任何CR型動態或被動式濾波器,因為串在本級之前會使雜音增加,串在本級之後,雖然後接的各級電路都有益,卻無助於本級低頻過負荷的改善。本及電路的低頻截止如前述是經由第二回授通路,為了或至最低的雜音效果,回授是輸入運算放大器的反相(Inverting)輸入端,它是屬於低阻抗的輸入端,所以雜音較低。
另外還有一個辦法增加低頻的衰減量,那就是使用一個略小的輸出交連電容,此時的低頻截止點變化要看負載阻抗的大小而定,在本電路中並沒有採用此方法,C11的值很大,它只用來隔離由A1所產生數毫伏的直流電壓,免得這電壓加在訊源選擇開關及音量/平衡電位器上使得操作時出現雜音。
圖(3)及3(a)是唱頭前置放大器的PC板零件配位及銅箔圖樣。PC板是雙面腐蝕,其中一面幾乎全是銅箔(除了零件接腳周圍之外),以提供一個低阻抗/低感量的接地迴路。另一面則是通常的訊號電源走線。這種雙面蝕刻的觀念是來自微波及高速脈波的技術,接地面的低感量是很重要的。圖3(a)上以包括圖(2)上的所有零件,相對應的輸入出及電源接線端也已標示在上。試作時的原機是使用±5%誤差的碳膜電阻或金皮電阻,±5%誤差的雲母電容(等化網路中)及大容量的鉭質交連或濾波電容。請注意,本電路的架構使得訊號通路上的任一個電阻都沒有直流電壓存在,因此使用碳膜電阻也不會產生多餘的熱噪音或1/f噪音。它們能像金皮或線繞電阻般的低噪音,使用金皮電阻在本電路中只有誤差小這個好處。
測試結果
圖(4)是唱頭放大器完成電路的實測頻率響應曲線,RIAA特性非常符合,誤差只在零點幾個分貝,完全視所用零件的實際質與設計值之誤差而定(註:表示電路本身不會引起任何RIAA誤差)。
注意看看第二個回授通路所造成低頻的每10倍頻40dB衰減效果,響應曲線的測試訊號源阻抗是1KΩ,再串聯一個500mH的感量以模擬真正唱頭的特性,從響應曲線中可看出,除了預期的高頻滑落以外,沒有任何的頻率渲染,而這個高頻滑落是在唱頭的設計上即已考慮的因素,所以當本放大器以真實的唱頭工作時表現得很好。
低電平放大器的一個很重要的特性便是雜音電平的大小,理論上一部放大器的雜音來源可以分成兩種:與輸入併聯的電流雜音和與輸入串聯的電壓雜音。實用上如果放大器本身的這兩種雜音源不比訊號中伴隨的雜音大得很多,則可說是有良好的雜音特性。以目前的線路要達成這個目標最主要的是選定一種運算放大器,它的前端輸入電晶體有很低的噪音才行。
為了比較數種適用的低失真OP Amp.之特性,測試了圖(2)電路的雜音,把各種性能相近的IC插入A1的插座中逐一測試,所得到的結果列於表(一)。"output Noise"這一列的數字表示從PC板輸出板端上量得的雜音電壓rms值,測試儀器的濾波範圍只定在27Hz~15KHz。"RIAA in"這列的數字是以上項雜音電壓除以電路的增益(除以100倍),因此,這列數字就成為放大器的等效輸入雜音。測試時輸入端是接地的,從表一中可看出在這些被測元件中,只有NE5534堪稱得上是低雜音的IC。Signetics廠方另挑選過的超低雜音品種是編以NE5534AN的號碼,但即使是未經挑選的NE5534之測試結果也都相當好。
由於上項測試是把輸入端短路而測得的,在實際上,輸入端接上真正的訊源阻抗時雜音電平的惡化情況之變化也是很重要的,此時的雜音電平會增高,這是因為IC本身的雜音電流將流過訊源阻抗而產生,還有訊源阻抗本身也有熱雜音。普通1KΩ電阻在室溫下的RIAA加權雜音是0.4μV。配合一個5534測得表(二)的資料,顯示在各種不同訊源阻抗下的雜音情況。在做這樣的測試時徹底的隔離工作是很重要的,同時接地的技巧也要十分細心,電路的輸出是以與電源頻率同步的示波器來觀察,以便確定所測得的只是散亂雜音而不包括電源的60Hz哼聲在內。表(二)顯示5534的雜音電平只比典型唱頭本身的熱噪音高出4至5dB而已。在實際使用上,唱片音槽的雜音將完全掩蓋過它,因為與正常的5cm/sec刻片速度下,0.5μV相當於-80dB,或者與常用的10mV唱頭放大器輸入參考電壓相較則為-86dB。
電路的輸入阻抗也是它另一個重要的動作特性。如果運算放大器是理想的(即輸入阻抗為∞),電路的輸入阻抗則完全決定於輸入端的R1 R3 C1。本電路在測試時是以一部General Radio 1605A阻抗電橋測輸入端,在IC插入與不插入的兩種情況下(電路是通了電的),阻抗特性並無不同。而輸出阻抗在測量之後發現其大小完全決定於R17和C11,IC本身的輸出阻抗極低。測試的結果可以說完全符合電路的特性,這個特性正是設計時用以根據的線性網路理論所預估的結果。
唱頭前置放大器的諧波失真率非常小,在一般人的想像中,任何OP Amp.使用於唱頭放大電路中時能於1KHz有94dB支開環增益的話(亦即OP Amp.的增益頻帶積有50MHz時),顯然超出所需增益很多,即使有RIAA補償,低頻部分的剩餘增益仍很多,事實上全頻段內的剩餘增益都差不多有50dB。Walt Jung先生的實測資料告訴我們,5534在作60dB閉環路放大時其THD僅有0.03%,如果用40dB(像唱頭放大器),足THD降至僅有0.003%,這項THD的測量是使用General Radio 1932韋恩電橋式失真儀量得的。另外值得推薦的一點是5534幾乎沒有交越失真,當使用差動輸入型插入式示波器觀察5534的輸入端時,僅能看到示波器本身的殘留雜音及少許的同相誤差正弦波訊號。
我們也測量了此唱頭放大器的迴轉能力,測試時使用EH Labs Model 103B脈衝訊號產生器,其上升、下降時間皆可調。先將103B產生的脈衝饋入被動式反RIAA電路,然後其輸出再接到本唱頭放大器之輸入。原脈波訊號亦饋入示波器的50Ω輸入端以作為比較。103B的輸出能力可以在的50Ω負載上產生1V/nS的脈衝,亦即回轉率為1000V/μS,足以使任何OP Amp.過負荷了。
唱頭前置放大器的迴轉能力限制很容易用上述方法以示波器觀察。最明顯的波形表示是當輸入脈波幅增加到某一大小時,唱頭放大器的輸出波形將停止不再上升且波頂成水平,而當輸入脈波的上升時間減少時,放大器輸出的脈波之上升緣開始衰退,呈現出76μSec的指數上升特性到滿振幅,這種上升特性是由於縱使脈波中高頻的傅立葉(Fourier)級數部分因迴轉率的限制而損失了,但低頻並沒有損失。
我們測試了數種OP Amp.使用在RIAA放大器中的迴轉能力,測試的情況很嚴謹但結果很有用,方法是把1KHz 10V的方波輸入反RIAA電路,然後慢慢減少方波的上升及下降時間直到唱頭放大迄之輸出波形開始惡化為止。結果只有CA3140 Bi FET之輸出波形不對稱,HA2525最好,LM318及AD518次之,HA2515及NE5534再次之,但仍遠在Jung先生的定律內動作得很好。除了CA3140以外每個IC都能很輕易地達到10V/μS的迴轉率。
對於輸入過負荷能力則使用了HP 200CD正弦波振盪器為輸入源,逐漸增加輸入電平至到輸出波形開始變樣為止──通常是波頂切削現象。在高頻端則出現迴轉率過負荷的現象,輸出波形顯得雜亂而跳動不已。這種測量對失真的觀察則是比較粗略,再波形可見失真時其實際失真率大約是1%。
圖(5)表示了輸入過荷能力的結果,以5534,±15V電源下工作時在1KHz它的過負荷能力士90mVrms,大約等於100dB的動態範圍。比較唱頭放大器的輸入容許能力及唱頭輸出訊號的最大值之曲線得到很有用的資料,在圖(5)中視假定唱頭輸出是1mV/cm/sec,看起來動態空間(Headroom)仍相當大。
在圖(5)中還有三段虛線代表唱針運動和唱片槽調制的三項物理極限,左邊這段是0.2mm的槽寬衝程之輸出電壓極限,亦即當一個唱頭的柔順度是20×10cm/dyne.時會把1克唱重降至0的唱針循跡唱重下,輸出電壓之峯值。超過此線以上而當唱針循跡至訊號峯值時唱重將消失為0。中間這一段式50cm/sec的速度限制,亦是大多數最好的刻片頭的典型輸出。超過此線以上唱針或許仍能循跡,但目前的各種唱片都沒有超過此速度。右邊這段則是6cm/sec²的加速度極限,亦即1克唱重的重力加速度值,它最大能給唱針增加0.5mg的唱重。這個加速度的極限對應於電氣的迴轉率大約是0.002V/μS,比唱頭放大器的迴轉能力低70dB,所以當唱頭放大器開始吃力時這唱頭早已引起嚴重的循跡困難了。
有關唱頭、唱針、唱盤、唱片RIAA及等化的詳細相互關係,請參閱本刊47、61等期的每月專載。關於這部高級的低失真前置放大器之音控部份將留待下期刊出,本刊下期同時有該電路裝入2005小機箱中的詳細製作報告。
轉載音響技術第63期MAR. 1981 製作...解說──低失真IC前置/音控放大器/莊 仲
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