(1)電子分音系統方式必須使用電子分音器,同時所有的成音訊號(AUDIO SIGNAL)都需要經過它的關係,因此整套播放設備在各方面受它影響很大,尤其是在音質與特性方面要求高性能的電子分音系統,不能忽略了這點,它與全音喇叭的LC網路(NETWORK)一樣,具有改變聲音的性質。
假如目前有理想的電子分音器(即指不會改變音質的)及L-C網路兩者同時存在的話,選用哪一種比較對我們有利呢？答案是應該選用電子分音器,因為L-C網路有先天性缺點,「就是在喇叭與後級之間,必須插入L-C網路,衰減器(ATTENUATOR)等被動元件(PASSIVE-ELEMENT)」因此使後級控制不了喇叭的動作,尤其是在網路的衰減坡度以外,後級與喇叭間等於開路(OPEN-CIRCUIT,即相當於後級與喇叭完全分離),則後級完全失去控制喇叭的能力,視喇叭本身的個性如何,而做不必要的多餘振動,這點就是音質變壞的因素之一,也是電子分音佔優勢的原因之一。
(2)由理論方面來說,電子分音器的截止特性(Cut-off-CHA RACTERISTICS)是愈急峻(SHARP)愈好,但是考慮到瞬時反應(TRANSIENT-RESPONSE)的立場時,是要求坡度(SLOPE)緩慢的6dB/OCT比較適合,許多事情的要求條件都互相對立的,因此都難以解決,另外由喇叭的立場來說6dB/OCT的坡度並不理想,因為衰減坡度以外的聲頻尚具有相當的能量(ENERGY),而這些能量要在不干擾其他聲音的原則下如何使它消失呢？不然就失電子分音系統獨有的優點,如透明度及解像度,音像的良好層次都受其影響。電子分音的基本方針是選擇各個喇叭的最佳頻域來綜合運用,並不能只考慮瞬時反應的立場來決定一切,其他尚有許多因素也需要考慮的,例如由聲音方面來說,可通音域(PASS-BAND)要求平坦(FLAT),而截止特性要急峻是起碼的條件,在這方面NF型電子分音器就比RC型電子分音器適用,因為NF型的坡度特性(SLOPE-CHARACT-ERISTICS)適合各種要求,(如喇叭方面、聲音方面、理論方面),同時實際上的效果也不錯,如透明度良好、層次分明。
(3)NF型電子分音器是由緩衝器(BUFFER)加回授(FEED-BACK)的電路所構成,其增益(GAIN)以0dB為理想,緩衝器一級所能得到的最大坡度為18dB/OCT,假如想得到大於24dB/OCT的特性時,則緩衝器必須採用兩級,緩衝器太多,對聲音來說並不好,因此以目前的技術上來說還是以18dB/OCT為限度。
目前許多分音器都以山根型為主,(包括成品及自己裝),其他尚有山中型及「Bessel函數型」學術上也許不錯,但處理樂音方面的實用性,尚需要檢討的必要。山根型會成為電子分音器的主要電路當然有它的許多優點,如(2)項所要求各條件,大部份都能適合,以後所要發表自己裝部份,當然也以山根型電路為主,山根型是屬於NF型的一種,真空管是由陰極(CATHODE)回授到柵(GRID),電晶體是由射極(EMITTER)回授到基極(BASE),場效晶體是由源極(SOURCE)回授到閘極(GATE),作用是大同小異,裝配不難,但是要注意輸入部分及回授部份的配線,不然產生超高振盪,不但不容易發現,並很難治好,許多成品中也有這種現象出現。
(4)圖一是三音路電子分音器的方塊圖(BLOCK-DIAGRAM),各音路的濾波器輸入阻抗是隨頻率而變化,同時三音路的濾波器都並聯連接(PARALLEL-CONNECTION),因此輸入阻抗在高頻時甚低,為了減少由前級(PRE-AMPLIFIER)至電子分音器間受訊號線(SIGNAL-CABLE)的影響,再電子分音器的第一級都採用緩衝器,它是具有阻抗的變幻功用,使前級輸送過來的訊號不至過負載,來達到推動各濾波器的作用,高頻音路(HIGH的交越頻率(CROSS-OVER FREQUENCY)為fH(指高音與中音間的交越頻率)而所擔當的濾波器是圖中的高通濾波器(HIGH-PASS-FILTER簡稱H.P.F)。中頻音路(MID-FREQUENCY-CHANNEL)的交越點有兩點,是圖中的fH(指低通濾波器的)及fL(指高通濾波器的),因為中音要經過兩個濾波器,第一個濾波器是高頻用低通濾波器(LOW-PASS-FILTER簡稱L.P.F)。然後經過中間緩衝器(BUFFER)後進入低頻用高通濾波器(HIGH-PASS-FILTER),中頻音路由L.P.F及H.P.F形成帶通濾波器(BAND-PASS-FILTER簡稱B.P.F),只讓fL至fH間的頻率通過。低頻音路(LOW-FREQUENCY-CHANNEL)的交越點為fL的低通濾波器(LOW-PASS-FILTER簡稱L.P.F),只讓fL以下的頻率通過,濾波器後再經過終級的緩衝器輸出。
中頻音路有一種稱為山中型(YAMANAKA-TYPE),是由日本山中文吉氏所創造,其特徵是中頻音路由全音路中把高頻音路及低頻音路的特性以電氣的減算計算方式求得,其優點是不受電容器(CONDENSER)誤差等影響交越頻率的偏移,同時時間常數(TIME-CONSTANT)可以減半,其缺點是中頻音路含有許多音樂上重要的情報,不但易受其他音路的影響,同時減算電路或移相電路(即在減算之前必須先使相位偏移)會直接影響音質變化,由電氣的技術上來說也許是很有興趣的電路,但是以重視音質的成音電路(AUDIO-CIRCUIT)來說,還是少用為妙。
(5)高通濾波器的特性：圖一中,高通濾波器(H.P.F)在可通狀態下(PASS-BAND)所有電容器相當於短路(SHORT-CIRCUIT)狀態,則緩衝器的負載(LOAD)於10KΩ的純電阻性(PURE-RESISTIVITY),在輸出端與輸入端的回授電阻(FEED-BACK RESISTOR)10KΩ之電位差,在正常狀態是不流電流,因此對緩衝器來說並沒有負載作用。
10KΩ的負載對H.P.F來說是相當重的負擔,尤其是在H.P.F的截止頻率(CUT-OFF FREQUENCY)fC時負載特性最大,同時又是強烈的容電性負載(CAPACITIVE-LOAD),這種負載使用一般的單輸出動作(SINGLE-OPERATION)「如射極輸出(EMITTER-FOLLOWER)」之類,容易產生大失真,同時在大輸出時會發生很大的波形變形。假如所使用的緩衝器不適合容量性負載時,則在交越點的聲音連接性不好,不但不能重現正常的樂音音譜,而且音像的定位也很差(不清楚),另一方面H.P.F輸入端應該要配合什麼條件呢？在可通狀態下輸入電容器等於是短路,因此初級緩衝器選用低阻抗(輸出)來直接推動就可以,當然普通電晶體的射極隨耦器就能得到直線性良好的動作。由上述的理由,對容電性負載來說必然要採用推挽式緩衝器(PUSH-PULL BUFFER),如果採用一般的電晶體的推挽緩衝器,則因為電晶體的偏壓供應電路(BIAS-SUPPLY CIRCUIT)的關係,使輸入阻抗會變低,不適合當電子分音器來使用,因此推動H.P.F的推挽緩衝器必須使用TR-FET的混合型緩衝器(Hi-BRID-BUFFER),才能達到所需要的動作。
圖二是交越頻率fc=8KHz的H.P.F電路,是由hfe很大而直線性(LINEARITY)良好,Cob小的NPN電晶體2SC1400及IDSS很大的"PCHANNEL"FET 2N5465所構成的推挽式緩衝器,(衰減坡度等於18dB/OCT的NF型H.P.F)。為了減輕負擔,輸出端的2000pF可以減少為1000pF,而把負載電阻10KΩ增加為20KΩ也可以也可以得到相同的結果,但是為了防止輸出訊號線對高頻的劣化及兼做電平設定(LEVEL-SETTING)用途,才使用10Ω電位器。圖中的電壓及電流是IDSS=-10.4mA, RE=10Ω,FET=2N5465的數值。
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圖三是RE與失真的關係圖,由圖中可知,RE=10Ω時失真最小,這是因為電晶體的增益比FET大,而由RE的電流回授(CURRENT-FEED BACK)來控制電晶體的增益,當TR與FET的增益平衡時偶數次的高諧波失真最小,一般的趨勢是IDSS大的FET其RE電阻數值要小,並注意選擇FET的Gm大的位置當工作點則失真會減少,例如圖中輸出電壓等於6V時,RE由56Ω至10Ω之間失真就有2.65倍的差別。
圖四是採用IDSS=7.5mA的FET,RE在27Ω時失真最小在這種狀態,與圖三RE=10Ω的特性做一個比較,則兩個曲線很相似,由圖三中,可看出,在輸出電平低的時候,其失真的變化量少,在這些說明中即表示H.P.F.用FET要選擇IDSS大,並由RE來決定IDSS則其失真可以減為最低。
圖五是圖二的H.P.F.在可通音域的特性,失真量已減低到振盪器本身的失真,因此可知道這種H.P.F.的失真是相當小。圖六是交越頻率等於630Hz的H.P.F.之可通音域特性,由圖上可知630Hz及2.6KHz的失真都很小,尤其是交越點的失真與可通音域一樣,是相當理想的特性,證明這種緩衝器對容電性負載的適應性極佳,普通緩衝器是沒有這種性能。
(6)低通濾波器的特性(L.P.F Charactoristics):L.P.F.在可通音域內的負載為無限大,(推動阻抗在40KΩ左右),使用hfe對Ic的直線性良好之NPN射極隨耦器(EMITTER FOLLOWER)及PCHANNEL FET組合的緩衝器最好,假如只用NPN射極隨耦器來推動高阻抗時,由於hfe的非線性(NON-LINEARITY)關係,失真會增加。在此先說明單輸出緩衝器(SINGLE-BUFFER)的特性,圖七是NPN電晶體2SC1400的單輸出緩衝器推動L.P.F.的特性圖,由圖上可知使用hfe的線性(LINEARITY)良好之電晶體,其失真尚屬僅小,在單輸出緩衝器的正負電源間串聯一只4.3KΩ電阻,(假如緩衝器的元件是使用內阻高的電晶體或橫型FET時),則對電源的變動有抑制作用而不受影響,可是負載電阻的變動會影響輸出特性,這點就是單輸出緩衝器的缺點,除了負載電阻以定電流源(CONSTANT CURRENT-SOURCE)取代以外,不然各濾波器經過電源發生互相干擾現象,動作不穩定或振盪現象,假如使用單電源(即正電源)的NPN電晶體單輸出緩衝器(是屬於交流式電子分音器)就沒有這樣麻煩。例如V-FET(縱型場效電晶體),其洩極(DRAIN)電流會受閘極(GATE)電話及洩極電壓而變動的緩衝器,其動作特性不穩定。
圖八是使用洩極電流IDSS大的P-CH FET 2N5465之L.P.F.特性,(橫型FET的線性不好,同時在可通頻域內其失真為2SC1400的十倍左右,在交越頻率fc=600Hz為2SC1400的25倍,(指失真),由這種結果,知道FET不適合大振幅的動作,因此許多FET都適合使用在第一級(初級)其理由在此)。場效電晶體的閘極電壓(GATE-VOLTAGE)對洩極電流(DRAIN-CURRENT)是2乘特性關係,因此容易產生大量的第2次諧波(2nd HARMONICS),假如把洩極電流的變化範圍縮小,失真也能減少。
圖九是具有定電流負載的P-CH場效電晶體的L.P.F.特性,與普通電阻負載比較時,在可通頻域內其失真減為1/5.4,在交越點失真減為1/12.8,由此結果可知定電流負載的效果顯著,可是還不如NPN的單端輸出緩衝器的失真那麼低。NPN電晶體及P-CH FET混合緩衝器的特性在負載的時候其電流變化減少,因為這樣才用定電流負載的NPN射極隨耦器及定電流負載P-CH,源極隨耦器(SOURCE-FOLLOWER)組合構成推挽(PUSH-PULL)方式電路,(但並不是圖七及圖八的綜合特性)不然會產生多量的不對稱失真。
圖十是NPN電晶體及P-CH FET混合緩衝器的L.P.F.由圖上可知其失真比單輸出緩衝器少,可是在可通音域的失真尚嫌多些,尚可以加以改善。圖十所用FET的洩極電流IDSS=-10.64mA,假如改用IDSS=-7.5mA的FET時,則失真減少如圖十一的數值,(即在可通音域的失真也極小)。而2SC1400的hfe對Ic之線性良好部分是在Ic=5~6mA,當Ic增加到8mA左右其線性開始劣化。
圖十一是把電流回授電阻RE增大時(雖然電流是減小)反而使失真增加,在此狀態下則RE愈小愈好,(當然RE=0也可以,但是此時的電流回授是使失真增加的作用),一般來說電晶體的增益比場效電晶體大很多,而RE愈小愈好即表示電晶體與場效電晶體實際上是否在做推挽的動作呢?圖中的2SC1400的hfe很大,因此當射極隨耦器使用時,其輸入電壓與輸出電壓間並無什麼變化,2N5465的輸入電壓是等於閘極與源極間電壓(即等於2SC1400的輸入輸出間電壓,增益小的2N5465對微小的輸入電壓是否有放大作用呢?(也許閘極與源極間的電壓變化量太小的關係,只做單純的定電流負載動作)。
圖十二是為了確定上述事項所做的一種實驗,圖中閘極接法有點變更,同時增加一只150Ω的自供偏壓電阻(SELF-BIAS-RESISTOR),使2N5465等於定電流源的作用,圖十二就是這種LPF的特性,與圖十一比較下兩圖的特性差不多,或許把2N5465當定電流源來處理,其失真也會減少的,雖然這是對低頻L.P.F.的一種實驗,而實際的測試(對容電負載方波的響應)當2SC1400在截止範圍中是由2N5465來擔當另一方向的響應作用,因此,2N5465不能只視為定電流源動作,而是具有推挽作用的。
由上面的說明,可得結論如下：
LPF使用IDSS小的FET,而H.P.F.使用IDSS大的FET,就能得到相當滿意的結果,失真也最小。
(7)第一級緩衝器應具特性:
由圖一的方塊圖知道第一級(初級)緩衝器必須同時推動H.P.F.及L.P.F.的關係,其電流容量要更大,HPF的輸入阻抗Zin在fH以下是與頻率成比例降低的容電性阻抗(CAPACITIVE-IMPEDANCE)在fH的最低阻抗為18KΩ的電阻性阻抗(RESISTIVE-IMPEDANCE)。中音的L.P.F.在fH以下的頻率是容電性阻抗,頻率等於1.3 x fH 時阻抗最低(16.6KΩ),在fH以上的頻率時阻抗逐漸接近20KΩ,在頻率等於10倍的fH以上其阻抗為純電阻性(PURE-RESISTIVITY)。低音的L.P.F.在fL頻率以下是容電性,(1.3 x fL為16.6KΩ, 10 x fL為20KΩ)。上述這些濾波器全部是並聯的連接,它的綜合輸入阻抗由fL或fH之頻率值而定,其頻率特性是相當複雜,實際上fL與fH不要極端地接近時,其最低輸入阻抗是在頻率等於fH的時候,3音路的輸入阻抗為6KΩ,4音路阻抗為4.6KΩ左右。
圖十三為第一級緩衝器的電路,圖十四為其特性,2SK30A是選用IDSS大的場效電晶體兩只並聯使用,是為了確保足夠的輸出電流,同時並聯連接後Gm增加2倍,與電晶體增益的平衡性也比較良好,(失真減少許多),在電流回授電阻RE=100Ω時失真最小,如把RE再減少,則失真反而會增加,第一級緩衝器是完全的推挽動作(PUSH-PULL OPERATION),這點與負載阻抗高的L.P.F.不同。
假如使用Gm大,IDSS足夠的場效電晶體1只時,參照圖十五也不能適合做低失真動作,第一級緩衝器還是以場效電晶體二只配合電晶體一只的結構最好,但是使用NPN電晶體加上P-CH場效電晶體(其他的濾波器用)時,經過一級的緩衝器後直流電壓的偏移會增加,同時由電晶體的VBE溫度特性的關係,其變化也增大,直流電子分音器(D.C. CHANNEL-DIVIDER)的低頻音路在動作時需要直流成份,而無輸入訊號時輸出電壓等於零是最理想的動作,而實際上為了達到上述效果,在低音的L.P.F.第一級緩衝器的電晶體與場效晶體加以適當選擇及組合就能穩定直流電壓及減少VBE的溫度變化。例如第一級緩衝器以NPN-TR配合P-CH FET,而低音用L.P.F.以PNP-TR配合N-CH FET緩衝器來推動時則因為後者所推動的阻抗比較高的關係,在失真方面很不利,假如第一級緩衝器是使用直流前級(PRE-AMPLIFIER)低阻抗來推動時,就可以忽視(起因於hfe的)非線性失真。
(8)中級緩衝器(MID-STAGE BUFFER)應具特性：
中頻音路是帶通(BAND-PASS)特性的濾波器,先經過fH的L.P.F.後再經過fL的H.P.F.得到所需的頻率特性,當然fL的頻率是低於fH的頻率,假如 fL＞ fH 時訊號就不能通過。為了防止L.P.F.及H.P.F.兩濾波器間的干擾,其中間必須使用緩衝器隔離,由圖一可知推動阻抗等於20KΩ(即中段緩衝器的),而1個L.P.F.的最低負載阻抗為18KΩ,(中級緩衝器的負載比第一級緩衝器輕)。
圖十七是中級緩衝器的電路及其特性,中級緩衝器也是由電晶體與場效晶體混合而成,其IDSS選用7~8mA左右者失真最小,即能得到良好的特性。
(9)終級緩衝器應具特性：
高頻音路及中頻音路的輸出端可由HPF直接輸出,同時HPF的時間常數可由電平設定用VR兼用並控制輸出。但是低頻音路不能直接連接電平設定電位器,（不然fc發生變化,同時電平會降低)因此必須經過一級緩衝器再接連接電平設定電位器。場效晶體是由閘極及源極間的電偏移及受溫度特性的變化會影響到其正常的動作,但是可以用互相抵消來減少影響。
圖十八是實驗中所得特性最好的電路,圖中FD1684是兩只場效晶體在一起的構造(2N3954系列(SERIES)中選擇洩極電流IDSS＞2mA的2N3955 FET)。上面那只FET是源極隨耦器(SOURCE-FOLLOWER),下面的FET是當定電流(CONSTANT-CURRENT)動作。源極隨耦器必須配合定電流負載,不然失真太多不能使用(由溫度的上昇而洩極電流會減少)。假如使用兩只特性完全相同的場效晶體,則上面的閘極電壓應該等於輸出端的電壓,而直流輸出電平的微調可把上面的180Ω電阻換為半固定電阻,180Ω所流過的電流因為有穩定化的關係失真不會變化,這只電阻具有電流回授作用,故數值不宜使用太大。由圖十八的特性知道負載電阻愈小則失真愈多,因此RL=50KΩ為限,不能再小,不然就失去L.P.F
.原有的低失真特性,(由負載之大小失真會變化的緩衝器不算是很理想的緩衝器)。
圖十九是為了連接負載電阻值較小的關係而選用洩極電流IDSS較大的場效晶體,當然也需要配合負載情形而增加定電流值,雖然經過這樣考慮的結果所設計的電路,其失真也增加了2.6倍,FD1684這種橫型場效晶體是算失真少的元件,假如把圖十八的場效晶體變更為2SK30A時,結果失真增加2倍,由這種實驗各位可以了解,不但是由FET的種類其失真不同,也不能一口斷言2N5465場效晶體的失真太多,這也許是場效晶體固有的特性吧。
圖廿是N-CH場效晶體及P-CH場效晶體的對稱推挽緩衝器(COMPLEMENTARY PUSH-PULL BUFFER),是選用IDSS相等的場效晶體來實驗,老實說2SK30A及2N5465的特性是沒有辦法匹配的,因此其結果也不太理想,此電路的優點是由負載電阻的不同其特性不變,假如能找到對稱場效晶體(COMPLEMENTARY FET),而直線性良好的話,就能設計理想的緩衝器,尤其是輸入及輸出間沒有直流電平的變化,是最適合直流電子分音器的用途,也許P-CH的場效晶體之種類更多以後,此電路是相當實用的。
(10)電子分音器的方波響應(SQUARE-NAVE RESPONSE)：
電子分音器的頻率特性是時常發表的一種資料,至於方波響應特性的資料實在太少了,這種資料是相當有趣的。
圖廿一是交越頻率fc=800Hz的H.P.F.電路,照片是fc=800Hz的方波響應(蘇桑註:原文章未附照片),每張照片中,上端為測試用輸入波形,而下端是它的輸出波形,照片(1-a)是在fc點的方波響應,照片中的變化過程說明如下,當輸入方波急激地上升(RISE-UP)時H.P.F.因為來不及馬上跟隨,反而有下降現象出現,產生很大的凹陷(UNDER-SHOOT)以後,慢慢地0V接近,在完全達到0V以前,輸入方波又急激地往負的方向進行,此時輸出波形產生超出(OVER-SHOOT)現象後再恢復到0V附近,這是一種有趣的波形,上述這些現象並無異常,是正常狀態下的H.P.F.方波響應,具有坡度等於18dB/OCT(頻率特性及相位特性)的電路,在fc點都顯示上述響應。照片(1-b)是可通頻域(BAND-PASS)2.5KHz的方波響應照片,其方波已接近微分波形,照片(1-c)是fc乘10倍的方波響應,與輸入波形最顯著的不同點是輸入平坦的部分在輸出波形產生傾斜現象,假如把照片a、b、c的示波器時間軸調整一致時,則所觀測波形的衰減部份之傾斜趨向是一樣的。
圖廿二是CR3段最單純的微分電路,照片2是經過此電路後的各種方波響應,照片(2-a)是在fc點的響應,與上述的H.P.F.一樣,有超出及凹陷現象出現,這種現象在CR1段的電路是不會發生的,要CR2段(及2重微分後超出現象就更大了。照片(2-b)是1KHz的響應特性,由照片中知道尚有超出現象存在。照片(2-c)是8KHz(即fc乘10倍)的響應,在超出現象以前輸出波形就有傾斜現象。
由上述的波形觀察後各位可以了解,經過H.P.F.或微分電路後波形的變化實在太大了,而想經過H.P.F.及L.P.F.的輸出波形以向量合成為原來方波是不可能的事,也就是說經過濾波器的波形,想恢復原來的波形在原理上是相當困難的,關於這點,不管是使用電子分音器也好,使用L-C網路也好都有相同的困難,可是也不能說知道這種困難以後就放棄追述其他重現的可能,必須按照重現可能的部份,逐漸地依次解決,因此玩電子分音時必須了解,能夠解決的部份,原理上不可能的部份,及聽覺上最敏感的部份,不要在不可能的部份花費許多金錢及時間,許多超級音迷(SUPER-MANIA)都認為金錢能改善許多音響問題,而實際上,金錢是萬能的嗎?是值得檢討的問題,個人的音響根基、知識、經驗,才能培養出明確的判斷力。
下次是談論實用的高級電子分音器,同時還能自己裝配,當然其品質是在目前是受高價品以上,能自己裝的同好,請期待吧,詳細計算資料上由電腦在演算中,希望對各位有所幫助,不需要花太多錢就能自己裝高性能電子分音器,其竅門在零件、元件的選擇,如自己裝同好多些,就可由日本進口一級品材料,目前市面上出售零件都以三級品為多,裝配起來聲音不理想,其主因在這些零件上有困難。 ◎
轉載音樂與音響第128期民國七十三(1984)年二月號 談電子分音─自己裝電子分音/林冠宏
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