在本文開始研究之時,對於用何種方法來測知SID問題實在是不知道; 若假定這種失真可以從示波器上觀察到的話,那麼在多少的SR時,相關於多少百分比的失真呢?或者是THD和IM與SR又有何關係呢?其彼此相互間的關係又如何?像以上許許多多的問題,在很久以前我就考慮過,所以我曾經做了許多的各種測試實驗,尋求SR與THD得關係,經測試結果,發現到很難得到有特殊的例子,例如從好幾打的積體運算放大電路(簡稱為IC op)測試中,偶爾會發現有一個或兩個沒受到SID的影響。從測試中,我得到一個經驗,就是IC op在經過測試後所得到的各種特性和在說明書上的規格可以說是非常接近的。
當你再看完下期的IM測試後,你會發現到THD、IM與SR有很多的關係。雖然這些推斷可能有點言之過早,但我始終認為IC op的THD對放大器是很要緊的,這可以從這兩種測試測結得到說明的; 從我收集許多有關的資料中,以THD更能徹底了解到放大器的特性,因THD實在揭發放大器許多缺點,而且THD在一般總失真佔有相當高的比例,所以用THD來代表放大器的失真更恰當,同時這種測試方法最為簡單。
由於以上的原故,我從IC op的測試中,收集了大部份有關THD的資料,因為從分析THD的資料中,更能清楚了解到SID的影響。
THD的測試系統很簡單,可由圖一的方塊來說明: 有兩個信號產生器,一是波形產生器,供給很快上升和下降時間的方波,另一個是非常低失真的正弦波; 方波是用來觀察計算SR;正弦波是用於THD的測試,此處正弦波產生器用的是Sound Technology出產的1700B。正弦產生器在頻率從100Hz至10KHz的範圍時,殘留失真必須小於或等於0.002%,頻率若提高至100KHz時,仍然必須保持很低的殘留失真,主要的目的是要得到很高的解析度和準確性。在這測試中,除了要求很低的殘留失真外,對殘留雜音也要保持小於100dB(對整個輸出電壓而言),而且要高度的信賴度。
在THD測試中,從1700B分析儀的失真輸出信號接至示波器,用來當作監視用,如此才能分辨出是不是奇次諧波失真,以便認出是不是受到SID的影響。
方波產生器的頻率範圍必須能夠變動,其變動範圍應從1至100KHz,一般常用在10KHz; 輸出電壓為+/-10V,輸出阻抗為50歐姆,上升和下降時間必須小於100ns,最好能少於50ns,方波必須完全在沒有過度(overshoot)、振盪(Ringing)或其他變形的現象,在此所用的是Heath的IG1271波形產生器,其他許多形式也可以用。
在開始測試IC op的THD時,首先用方波信號和示波器來測SR,在此我對SR的測量要說得非常詳細,這對我而言是很簡單,但對讀者來講,或許會弄得模糊不清。
測量IC op的SR就是測量其在工作時的輸出轉動變化量,當在低的輸出電壓時,輸出波形如圖二,(a)這個方波的上升和下降波形是對數形狀,是由於受到電路中RC時間常數的影響,此種波形常出現在輸出信號電壓約1至2V; 而我們要討論到的是整個輸出信號電壓,上升和下降必須是線性,如圖二(b); 測SR最佳情況應在輸出電壓最大的變化量時,以標準的IC op而言,最大的變化量應為+/-10V,峯值電壓不能被割切掉,如被割切的話,那麼所測得的THD將會不準確; 如對輸出信號有無被割切不能辨認的話,可以把波形選擇開關轉至三角波或正弦波處,就可以辨認出。為了要獲得準確性,所用的示波器必須具有寬頻特性,方波上升時間要少於50ns,頻寬至少10MHz以上,同時必須具有很精確的時間基軸(Time base),因測量SR是取單位時間的輸出電壓變化量。在許多的IC op測試中,可以得到許多不同的方波,圖二(b)是個理想的方波,可當作標準參考; 在此要特別注意到; 不論是上升(+)或下降(-)傾斜部份必是直線,而且具有恆定的斜率和均勻對稱。事實上,測試獲得的波形常如圖二(c)、(d)、(e),這些波形代表什麼意義呢?在下面我們要詳細討論到,用怎樣形式的IC op可以得到怎樣的波形。
測量SR時,必須很小心地調整方波的位置,才能開始轉變的時間,在示波器影幕的左邊形成一條直線,參考圖三(a), 然後調整信號電壓的振幅為20Vp-p值,再把時間基軸調小,直到能夠測出在方波的兩條平行直線的時間,即從轉變至(+)的暫態變化的情況,這由(-)轉變至(+)的時間△t就是轉變時間;以同樣的方法可以測得由(+)轉變至(-)所需的時間測量(+)或(-)的SR,其單位是V/uS,圖三(a)和(b)說明了這兩個例子,可知在一般IC op的(+)和(-)的SR是不同的。
圖四是十倍增益的測試電路,在測量時Rx為開路,此電路是反相放大(Inverting),被測的IC op補償電容器可以從外部調整,供給電壓為+/-15V,允許變化量為0.1%,在這些情況下就可以很準確地測出IC op在1倍增益時的SR。
在圖一的方塊圖中,有一緩衝(Buffer)放大級,在正常情況下,此級並不會影響到SR的測量,這級是用LM318,在IC op中,318的SR最高,1倍增益時為60V/us,如果被測IC op的SR小於15或20V/us的話,那麼所產生的誤差是很小,如果被測IC op的SR很大時,這級可以省略掉,方波信號直接接至被測IC op的輸入端,但輸入信號必須提高至+/-10V。
圖五是緩衝放大級,此級是把1700B的輸出信號電壓提升至+/-10V,供給被測IC op用; A1是非常重要的,如果這級本身的THD或雜音比1700B大的話,會使測得結果的準確度減低,所以在設計這級時,必須十分地講究。
圖六說明緩衝級所用318的特性曲線,最低的一條是1700B本身殘留的THD,頻率從30KHz開始,THD就上升,這情況是由於1700B本身振盪器的SID所引起的,中間的一條是318的THD,其失真較高,是IC本身的雜音所引起的,並不是確實的失真,比較這兩條曲線可之318比1700B有較低的失真。而這兩條是不能分開,組成的複合曲線是一條新的殘留失真參考標準。我也用過AD518取代LM318,但經測試結果與318比較,發現到518有較高的雜音; 這兩種IC op都可以用在緩衝級放大,用可得到較高的精確度。
在THD測試中,我並未加上濾波器,主要的原因是頻率只有高達100KHz,在測試THD考慮到的是以寬頻為主,這雖然很明顯地損失了1KHz以下的THD,但這並不是很嚴重的問題,一般音頻帶也是以寬頻帶為主。
把頻率的範圍變動(1至100KHz),對SID的測試是很重要的,因在測試中必須以正確的結果來表示,若用單一頻率來測THD,所得的結果是沒有意義的,而且在分析上更不容易了解,我們的目的是要詳細陳述失真的原因,所以必須把頻率範圍變動。
測試方法可能受到異論的是在1倍增益時,需要很大的回授,這也許會妨害到SID的測量,事實上並不會如此; 在某些情況下,減少負回授,提高增益,會使雜音電壓比起標準情況下高出兩倍以上。
這電路的輸入和回授電阻都是10K歐姆,是要防止在緩衝級和測試級之間的阻抗不匹配,若由於測試級的輸出是非線性或阻抗影響,所產生的失真將很困難分辨出到底是不是SID最大的靈敏度,所以需要最小的負荷。用實際的測試,不論是倒相放大或最小的負荷阻抗,這都只是個理想的情況而已,為了要防止這兩種引起的失真,我相信從這些測試步驟來講應不會發生的,這樣更能確定SID的存在。
在開始分析,最好以一般常用到的IC op uA741為例,討論在各種不同輸出電壓時,由於轉動變化而引起的THD; 不管是頻率或輸出電壓都可以當作變數,圖七就是說明SR=0.5V/uS時,輸出電壓(峯值)和頻率的關係曲線與殘留的THD。這+/-7VRMS( 相當於+/-10Vp-p)的輸出電壓曲線,在低頻有很低的THD,2VRMS和1VRMS的曲線仍有相同的形狀(但頻寬增加),從這些測試曲線可以很容易看出是受到了SID的影響; 從振幅電壓的比例上可以推算出在1%的THD時到底是在哪一點,例如在7Vrms的曲線與8KHz相交的THD是1%,2Vrms的曲線與25KHz相交的THD也是1%。這比例7/2和25/8幾乎是非常接近,由此可推測出其他曲線的失真百分比。
把741的輸出電壓降低的話,就應可用在設計音頻放大電路上,例如1Vrms的輸出電壓有接近20KHz,這種看法值商榷; 不管怎樣,在高頻的峯值信號工作時,仍會產生很嚴重的失真,這可由下期要談到的IM獲得證明的,同時我們也要注意,在這電路是無電壓增益,若再加有電壓增益放大時,這失真將會更嚴重的。
圖八是說明從市面上買到的三個741,經測試後得到的SR分別為0.5、0.8和1V/uS,從曲線看來和圖七非常相似。
圖九是讓讀者有更深刻的認識,使你了解到741用在音頻放大電路會產生很大的SID,這些曲線是從SR=0.5V/uS的741測得的,因這和一般說明書上的規格是一樣的,這些曲線證明了741工作在高增益時,會產生很嚴重的THD,圖中最下面的一條曲線(#1)與圖七中的7Vrms是相同的,第二條曲線有12倍的增益,第三條有102倍的增益; 曲線1的特性比較好,用IC op的回授理論來講,是由於有大量的負回授,應減少很大的諧波失真才是,但得到的頻寬仍然很窄;曲線2和3由於回授量的減少,產生比較大的失真,這兩條曲線幾乎很難用在一般較高級的音頻放大電路; 而且這些曲線只測到8KHz而已,超過10KHz以上時,失真情況更嚴重; 曲線在頻率超過5KHz,THz有減少的趨勢,此是由於741本身的頻寬下降而減少,其失真仍然存在,以此例而言,3dB的頻寬只有10KHz,所以實際的失真遠大於此曲線。由此看來741是不適用於音頻放大,只有用於輸出信號需要很少的電壓,如圖九情況下的1/10時,或應用在窄頻帶放大、低增益放大。簡言之,IC op的SR若小於1V/uS,應用在語言放大、精確度很低或不講求Hi-Fi的設計是很方便的,因在這些應用設計上,IC op不是必要考慮到的條件。
有個方法可以用來補償IC op的轉動能力,就是在正常的工作放大中,用外加補償的方法,因為低的SR係由於IC op本身內部補償電容造成的,在增益低時產生的失真並不很嚴重,但在高增益時,失真就非常嚴重,如上述的741。其他有許多種的IC op可以用補償來改善SR,如在1倍增益時雖不受到影響,但在其他的情況下就不一樣,像在高增益時可用補償來改善THD,下面就以IC op在三種不同情況來證明這方法。
圖十是用早期非常出名而且速度很慢的uA709,曲線A是在1倍增益時。SR=0.2V/uS,這比741還要慢,曲線在2KHz開始上升,這是受到內部補償電容的影響,709可以從外面補償,可獲得最佳的SR,但這必須和工作的增益互相配合,如曲線B,SR=2V/uS,仍保持有相同的垂直斜率,而開始上升點已移至20KHz,在低頻1KHz以下時,THD並沒有增加,從1KHz至20KHz是逐漸增加,在此範圍內,是由於回授網路要把失真降低,經校正結果,大部分的失真都是由於B類輸出級而引起交叉失真,曲線的斜率緩慢上升是受到開路頻寬的下降之影響,曲線C是100倍增益的補償放大,雖然其SR高達6.7V/uS,但在特性上並不理想,即受到開路頻寬的下降和回授量的減少而使失真提高。從曲線A至C,由於增益提高了100倍,相對的失真並不因而增加100倍,相反地由於SR的增加而未使失真成直線性增加; 在低頻來講,SR並不是重要的因素,因失真的增加只有100倍的三分之一。
像709這種IC op,如果你對它的各種不同的電路設計,很不幸的是709的輸出級是B類,在高頻時易產生交叉失真,目前已有許多新的IC op都能改善這個缺點。
LM301A也是用外面補償的IC op,其只需要一個 補償電容而已,比起要用三個的709更方便,在1倍增益時,補償電容為30pF,所以頻寬可以增加,一般而言,減小這電容可以增加頻寬和SR。301A的曲線如圖十一,曲線A是1倍增益,SR=0.9V/uS,同樣地,由於受到SID的影響,其頻寬只有幾個KHz而已; 曲線B是10倍的補償放大,SR=7V/uS,形狀和曲線A相似,但頻寬已增加了,低頻失真仍然很低,尤其在1KHz至10KHz這範圍的失真並沒有增加; 曲線C是100倍補償放大,此時補償電容只有1pF,或在第8腳和第1腳之間用兩條導線絞在一起(用22號線絞4圈,長約1/2英吋)。同時要把第5腳剪掉,以防止正回授,使工作穩定,從曲線看來,在低頻有較高的失真(實際上是雜音),整個卻沒有顯著受到SID的影響,只有受到頻寬的下降而增加失真,因在高頻約有6dB B/octave的增加,所以看來301A比起709和741有更好的特性。
再以功率驅動的NE540來講,由於這IC op有很高的SR和很寬的頻寬,所以在高增益放大時的情況非常好,應用在音頻放大很適合,經測試結果如圖十二,在10倍增益補償時,SR=4V/uS,這曲線在40KHz就受到SID的影響; 在100倍時SR超過20V/uS,依曲線而言,並未受到SID的影響,只由於頻寬的下降使在10KHz開始稍有增加一點; NE540同時也可以用不加補償放大,如在60dB增益時,在10KHz以下的THD約為0.15%,在高增益來講,這是相當好的特性,此時SR=100V/uS。
圖十三是讓讀者更能了解到轉動變化,增益與THD的關係,這是NE540的開路增益和THD的曲線,在低頻開路增益為93dB,開路頻寬為10KHz,開路失真曲線非常平坦約3.3%,在超過5KHz,由於增益下降,所測得不精確,故未加以劃出來; 把這曲線與圖十二做一比較,在圖十三,10KHz開始下降相當於圖十二的NG=1000時,10KHz的THD的開始上升,此點的THD為0.15%,相當於開路失真3.3%的1/22倍,這因NE540加上負回授後,增益下降6dB(至87dB),由於受到10K歐姆的回授電阻造成的,實際的回授是87-60=27dB,這個比例與所測得的失真減少比例非常接近。這點對其他IC op而言,是很大的缺點,主要的是在許多設計應用中,對於閉路失真事先根本就不知道,這如受到SID的影響時,用這種方法來補償就顯得不靈光。
在低增益時,可以用外插法來計算THD,如在100倍增益時測得THD為0.015%,依比例計算,在10倍增益時的THD應為0.0018%,但經測試結果為0.003%,這差別是由於雜音和受到測試儀器精確度的限制。
用輸入補償(Input Compensation)的方法,能使失真很有效地減少,同時使頻寬增加,這方法很簡單,只在輸入網路加上簡單的R和C,如此在高頻有很高的迴路增益,為了說明這方法的效果,我用NE540做實驗參考圖十四,在輸入端用輸入補償,增益100倍,由於有回授(-6dB),所以在低頻時,幾乎整個開路都有用到,回授後的增益為81dB,此時THD為0.003%,由於含有雜音(高頻增益很大所造成的),此值看起來很大; 再看看這失真曲線(圖十二),可以發現到超過10KHz以上時,上升很快,此事回授減少所造成失真增加。
輸入補償適用於任何一種可以整調補償放大電路中,以補償高雜音增益,這包括了許多種的IC op,目前較新的解補償(Decompensated) IC op就很適合,此種適用於低增益工作,非常穩定,後面會舉幾個這蓊IC op例子。
現在重新來看741的資料,其由SR於各種不同的製造廠而有非常大的變化範圍; 以301A來講,從市面上買到兩個,分別測量的結果如圖十五,SR分別為0.7和0.9V/uS; 301A只有在反相放大時才能用正向伺服補償(Feed Forward Compensation,以下簡稱FFC),用這FCC工作可以提高SR,例如這兩個301A可以提高至13V/uS,在特性上提高了許多,使THD減少; 在設計音頻放大,我們所要追求的就是這種特性,由於301A不但電路簡單而且價格非常便宜,實際應用上很值得推薦的,一般適用於混合器、緩衝器、回授式濾波器和其他反相的音頻放大電路。
圖十六是說明301A受到SID的影響,301A由於(+)和(-)的SR不均勻對稱,而產生SID的情形,在理想來講,(+)和(-)必須均勻對稱,但一般的IC op都沒有這種規格說明,因而不能了解到其特性,對製造廠商的產品就無法充分了解到其性能,IC op必須具有非常均勻對稱的SR,否則雖然有很高的SR,但所產生的失真比SR較慢,但有均勻對稱的還要大,這裡有很好的例子,像LF356有2:1的不均勻對稱SR,雖然SR高達15V/uS,卻比幾個SR低但均勻對稱的IC op還要差些,為了要證明這種現象,我們301A在1倍增益的測試電路中,加上一個可變的直流偏壓電流到輸入級的電流鏡,即第一和第五腳,如此就可以任意調整SR,若轉動是完全均勻對稱,這電流鏡的電流增益必須為1倍,供給相同的充放電流至補償電容器,像301A的SR不但可以調到(+)和(-)一樣,而且也可以交互地由2:1調至1:2的範圍。
圖十六(a)說明測試的結果,注意到兩個不均勻對稱的轉動情形有更高的失真,在2KHz時,THD的差別就很大,而且在低頻的殘留失真,不均勻對稱遠大於均勻對稱,
圖十六(b)是以不同的IC op(HA-2620),但測試方法相同,2620的補償電容相當高(33pF),此時的SR與301A才會相等,從圖上一比較,兩個特性可以說是一樣的。這兩種IC op在調整得到的均勻對稱曲線來比較,可以發現到在曲線開始上升時有一個凹下的區別,一般來講這是由於調整IC op的Offset之結果。
為什麼SR在均勻對稱時,才能得到很低的失真呢?這是因為信號在轉動的範圍時,要考慮到整個回授網路,回授對失真非常靈敏的,例如SR不均勻對稱的話,那麼回授到輸入級,就會變成(+)和(-)不相等的偏差量,即不均勻對稱的SR可以當作不相等的正負增益,而造成不平衡,此現象可用示波器觀察到。不均勻對稱的轉動會產生偶次諧波失真,均勻對稱產生奇次諧波失真,這可從不均勻對稱的SR調至均勻對稱時,能觀察到偶次諧波也隨著調整而逐漸消失,直至均勻對稱時只剩下奇次諧波失真。
雖然一般對放大器的轉動調整不注重,但這對失真卻非常靈敏,所以在設計時,要考慮到這個特性; 若要應用在音頻電路時,更要用標準的測試方法來徹底了解到底有無均勻對稱的SR。
至此為止,讀者可能發現到IC op可按照SR可以分成許多類別,這種分類只是對某種情況而言,其他有許多的因素,所以不能一概而言。一般SR在等於或小於2V/uS來分類才適合,因此時的頻寬不是很重要的因素。
這可由圖十七來說明,開始的四條曲線是四種不同的IC op,它們最主要的區別是在SR,取741的SR=0.5V/uS做參考,接著是1V/uS的RC-4136,1.6V/uS的HA4741和2V/uS的XR4136,從曲線的形狀,很清楚看出這些IC op是可以分成一類的。這4136是非常有趣的,RE-4136是第一代的產品,而XR4136是第二代產品,這兩個所測得的SR與說明書上的規格都非常接近,但HA-4741在說明書上的規格是1.6/uS,測出來的SR仍然是一樣,難怪奇價格較貴。
另一種方法用來證明IC op的失真是完全受到SR的影響,此方法只有一個IC op,然後變動其SR,可得到一族的SR曲線,從這些曲線可以了解到失真對頻率的關係;
在圖十八(a)是用CA3080A和CA3140組合所測得的,3080A可以用適當的偏壓來調整SR,3140是用作1倍增益,做3080A的輸出緩衝級,因3080的輸出阻抗很高,把3080A的SR分別定在0.05、0.15和0.5V/uS,此三條曲線的意義是一樣的,在選擇不同的SR,其頻率間隔分離也相同,這情況下約10dB,因3080A是個線性調整的,由此可推測出其他許多的曲線情況,這樣對設計者來講最為方便,可以任意選擇一條THD最佳的SR曲線。
圖十八(b)是HA-2720的曲線,它和3080A一樣,但SR卻大了10倍,分別為0.5，1.6和5V/uS,頻率間隔約為10dB,與圖十八(a)的0.5V/uS比較是很相似,從這些資料說明了IC op的失真最主要的因素是SR,同時也說明了只有當在幾個V/uS時,在音頻範圍的THD變得很低(小於0.01%),所以說在音頻放大應用上,SR才是一個最主要的準據。
現在假設SR非常大的話,那麼失真將會十分低,而且頻寬也很寬,這個推論並不能任意適用在每一情況,從SR不能了解整個失真的特性,所以一般說明書上的規格只能做個參考。提高IC op的SR,也會有基本的失真,例如NE531、1741S、NE535和NE538,這些IC op利用B類輸出級來增加補償電容器的充電電流,是為了提高SR,結果仍有好幾個百分比失真,在音頻低失真來講,這並不是個秘方,B類只能應用在很大的輸入信號,若應用在很少的信號放大時,就和前面討論的SR小於2V/uS之情況是一樣的。
首先從圖十九的531曲線來看,SR像一般的1V/uS,在低頻時,未受到SR的影響,THD都很低,小於0.01%,頻率增加,使B類的輸出電流開始上升,失真也開始隨著增加,這些也可以從531、535的曲線和1741S的曲線互相參考,在音頻範圍,535和1741S非常相似,這可得到THD的特性不是由於說明書上的高而減小,像531在說明書上的規格有30V/uS的SR,而535只有15V/uS,1741S有12V/uS,經測試的結果,535和1741S的失真特性比531要好些。圖十九也把NE538的曲線畫出來,538是解補償的IC op,適用於5倍增益放大,這SR能用解補償來改善,所以在高頻時比535有更低的失真。在531的10倍增益有較高的SR值,有很小的補償電容氣和很高的增益,使頻寬增寬,在此提出來是為了加強前面討論過的變動補償方法。530A是圖十九中最好的IC op,這是最近設計的,改善了輸入級的特性及有較快的速度,與531和538具有相同的特性,要注意到的是530A在1倍增益,而531是在10倍增益。
減小輸入級的互導,對提高SR非常有效,有幾個線路是為此設計的,在這些方法中,有兩個鷹用在音頻放大是非常突出的。一個最直接的方法是輸入級用很低的互導電晶體來取代,例如用P Channel的JFET或PMOS; 另外一種是增加射極電阻,這形式的IC op有許多種,像LM318和518最有名的,因其速度最快,這種加上射極電阻,可以增加射極電流,但需要一級緩衝來保持很低的直流輸入,像用Darlington,這電路用在音頻放大,會有很大的雜音,同時射極電阻也易產生雜音,所以這種IC op在音頻放大,只用在信號電壓很大時的放大。
在IC op的設計歷史上,第一代用FET設計的有uA740,8007,AD540和NE536,這類是用一對P Channel的JFET做源極輸出,然後推動一對射極電阻式的PNP差動放大電路,這樣設計把SR提升到6V/uS,這比741的特性好得許多,但頻寬卻一樣(1KHz);這類的IC op與741或其他的IC op比較就非常明顯,
圖二十是8007、AD540和NE536所測得的曲線,在規格上這些IC op的SR都是6V/uS,8007和AD540有相同的形狀,NE536由於有很高的SR,只能測到100KHz(受到儀器的限制),所以高頻部分特性如何就不知了,如不考慮到儀器的殘留失真的話,在高頻部分失真十分低,在低頻2KHz至20KHz範圍8007和AD540比NE536低,這差是非常微少的。這三種IC op都有很佳的特性,因在20KHz以下的THD都小於0.01%,有這種特性才能應用在音頻放大,至少SID的問題可以忽略掉,可由IM測試得到佐證。
最近在設計FET的IC op有很大的改良,例如在輸入的差動級用低值的互導來提高SR,這類可分成三種結構,一是P Channel輸入的FET,如LF356,LF357,一是PMOS輸入的CA3140,另一種是P Channel FET輸入但仍保有雙極性的NE356做一比較(SR相同),3140有較低的失真,因頻寬較寬和更大的回授。再以TL084與NE536比較,在20-30KHz,TL084的失真較低,這是它有較高的負回授,在更高頻時卻受到SR的影響,而NE356由於SR很快仍然保持很低的THD。
利用介質隔離的方法會使IC op的SR和頻寬特性提高,圖二十二是兩個這種方法的形式曲線,HA-2620和HA2525,這都是用外面補償的有很高的SR,TI084,356有5MHz的頻寬和SR=15V/uS,357是解補償(5倍),有25MHz的頻寬和SR=75V/uS,3140的頻寬是4.5MHz和SR=9V/uS,TL084,)內部有4個op)頻寬為3MH,SR=7V/uS。從這些規格看來,都很適用在音頻設計,可是事實上卻值得商榷,至少必須用下面兩種修正方法後才能適用。
356/357在設計時,就有部均勻對稱的SR,(-)的SR比(+)的還要快,這會使失真增加,357由於SR更快,把失真的頻率增高,減少了在音頻由於部均勻對稱的影響,可是只限制用在5倍或大些的增益,在應用上比起356並不見得廣泛。3140也有同樣的不均勻對稱的SR,(+)比(-)快,(-)端是由於輸出級速度的影響,會產生1%的失真或者在30至40KHz時會產生1%以上的THD,要避免這現象的影響,要使SR均勻對稱,則在3140的輸出級後加一級A類放大,增加輸出電流,圖二十一裡,讀者可以比較這三種IC op的特性,雖然356的SR很快,但比不上3140在均勻對稱的SR,3140的形狀與殘留失真曲線很相近。
TL084的SR是均勻對稱的,曲線比356更好,10至30KHz範圍比3140好,但在低頻卻有較高的殘留失真。以3140跟第一代和頻寬。2620在1倍增益的SR=5.7V/uS,但在音頻卻有極佳的特性,它的頻寬有8MHz,AD540在相同情況的頻寬也只有1MHz而已; 若不加補償,2620在5倍增益時,工作仍然很穩定,THD仍然很低,一點也沒受到SID的影響,實際THD只比1700B的殘留失真曲線高出一點而已,因1700B本身的振盪就是用2620、2625比2620差一些,在很好的回授下仍保持很低的失真,比2620的SR還要快,超過60V/uS,在減少回授後的特性比2620差些,這或許是在開路失真較高之故。
至現在為止,讀者可能會了解到我舉了這麼許多不同種的IC op,不管是哪一種; 在任何情況下都很好,但我所要尋求的是特別低的失真特性。
一般IC op用FFC方式能夠獲得很寬的頻寬和很高的SR,圖二十三就是這方法的特性曲線,在前面曾經提到301A在FCC工作的曲線是非常好,op-01同樣在FFC的工作時,可得到均勻對稱的20V/uS,經測試後發現到有些怪現象,在高頻的THD比儀器本身的殘留THD還要低,經重新測試還是一樣的結果,這說明op-01有極好的特性,在50KHz以上的THD並不會比測試儀器低,可能的解釋是在輸入有電壓大小相等但相位相差180度的失真成分互相抵消掉之故。301A和op-01必須用反向放大時才能得到很高的SR,有些IC op的設計用差動輸入,然後下一級用FFC方式,如LM318和TDA1034。
318在以前已經詳細討論過了,TDA1034是新的IC op,這兩種用在音頻放大是個珍品; TDA1034在1倍增益的SR=7V/uS,此時在100KHz受到SID的影響有很高的THD,但在音頻內仍然十分良好。若用倍補償放大,SR=13V/uS,特性更接近殘留失真,TDA同時還有很大的輸出電流和很低的輸入雜音; 這個IC op是唯一不必經過修正就可以直接用在任何音頻放大電路。
其他高速的IC op, 它們的差別是非常小的,在設計音頻放大也很適合,在好的設計者來看是個很好的電子元件,很值得推薦,像這些IC op有這麼好的音頻放大特性,如不加以應用,豈不是太可惜嗎?
在結束THD的測試之前,我還要證明一下SR在音頻所造成的失真,我用的是最好的LM318,此實驗是以RIAA的前置放大器為例,基本關係如上期所談的1/C,318的(+)輸出電流約20mA,(-)為40mA,在輸出負荷電容器CL=0.1uF時的SR為2和4V/uS,
圖二十四的曲線中在超過35KHz,已有1%的THD,如果CL=0.1uF時,曲線的失真頻率往前移了10倍的常數。
總之,測試這麼多的IC op資料結果顯示出,在任何音頻放大器的失真與SR有很大的關係不只是在任何IC op都有這種現象,連任何一種形式的放大器也都有; 由此可知失真並不是由於回授或其他的問題所引起的,我想從以上的測試分析,對讀者多少總有很深的印象。
在下一期裡,我要介紹的是IM的測試方法。
轉載音響技術第29期 MAY. 1978 音頻放大器的SID詳論(二)/THD與SID的關係/吳駒遠
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