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前一期提出了一些構想,和整個系統的方塊圖,在這一期和以下的數期中,將逐一的介紹其線路,本期預定先介紹Head AMP部份。

四 MM Head AMP 線路簡介──非 NFB RIAA 放大器

  本系統的MM Head PRE-AMP線路如Fig.2所示,只繪出其中一個聲道,不包含電源部份,由6個電晶體所構成。

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一般PRE-AMP一個聲道,最起碼用兩個電晶體即可構成,這裡用6個,且無任何一級是以Push-Pull或差動放大構成,全部以A類放大出現,應該是有點文章的了!確實不錯,這個線路為了要做到非回授型等化放大器,非使用這麼多電晶體不可。既然,不使用NFB而又要具備RIAA等化作用,當然只有採用RC衰減電路了。一共使用了兩組RC衰減電路,故稱為RC-RC衰減型。

五 RC-RC 衰減型 PRE-AMP

  所謂RC-RC衰減方式,就是等化曲線回授網路上的兩個時間常數75uS和.,180uS,我們以兩個RC──衰減電路來代替,故得名。其過程是:先將輸入信號放大(Q1與Q2負責之),再以一組時間常數為75uS的RC電路衰減(RA和CA串CB),而得RIAA曲線之後半段的頻率響應曲線。然後再經一級緩衝放大(Q4),這級緩衝放大必須具備高輸入阻抗,才不會影響到前述時間常數的正確性,因此採用射極隨耦放大。這個射極隨耦放大級的輸出,又經另一組RC衰減電路(RB和Cc並聯CD),時間常數為3,180uS,以取得RIAA曲線的前半段頻率響應曲線。經過兩次RC衰減之後,增益必嫌不足,因此又經一次放大(Q5與Q6)以提升輸出電平,並再度以射極隨耦輸出,降低輸出阻抗以避免連結線感應雜音。在此Q3似未曾提到其作用,事實上,Q3是經過RF和RE把Q2的輸出電壓分壓之後,以射極隨耦輸出,回授到Q1以降低失真和穩定放大倍數。Q1 Q2和Q3形成一個增益為55倍的放大器,並且採用NPN-PNP-NPN的順序排列,可以不必使用相位補正電容,而又不會引起高頻寄生振盪。另外沒有任何一級的射極電阻是經過電容旁路的,因此每一級都有足夠的本地回授,不需要很高的Slew Rate,更不會達到飽和,因此所謂的TIM失真也不會發生。不僅Q1 Q2 Q3如此,Q4 Q5與Q6也是如此。Q5的射極電阻,雖有龐路電容,但只是部份旁路,對地而言仍有10K的射極電阻值存在,故本地回授仍是相當足夠的。如果以示波器來觀察任何一級電晶體的輸出波形,只要最後一級輸出不達到Clipping點,任何一級電晶體的波形也都不會有Clipping失真出現,以此,羅哲據經驗確信TIM失真絕不出現。

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以一般線路為例,Fig.3為一典型之二級EQ放大器,第二級放大器射極完全旁路,對第一級的集極負載而言,等於接了一個二極體(Q2的基射極間相當於一枚二極體),Q1的集極波形有極嚴重的失真,但Q2的集極輸出則否,因為我們以極大的NFB來降低最終的輸出波形的失真。這種NFB對於THD的靜態失真的降低是很有效的,對於TIM的動態失真則完全失效,更可以說是因為以NFB來降低THD,才引發出來TIM的出現。如果將Q2的射極電阻不予旁路,則Q2與Q1的Open Loop Gain即無回授時的增益會減少,再把回授網路接上去時,NFB量也跟著減少,THD量自然比原有的為大,但Q1的集極負載卻不再是一個二極體,不會有很嚴重的Clipping現象。不必使用極大的NFB來減少THD,TIM因而可以減少。照說,以犧牲THD來謀取改善TIM是值得的,但是,射極電阻不旁路的結果,使得一部份電壓振幅,消耗在射極電阻上,因此,採用本地回授來降低TIM的方法,必須連帶使用大電源電壓,才能獲得夠大的電壓振幅輸出。以本線路為例,電源電壓及採用了正負30伏特,原因即在此。

六 RC-RC 式與 NFB 式的優劣比較

  論優點,RC-RC衰減式的前置放大器,只有一個,據國外專家們聆聽的結果,認為NFB方式音色較為尖銳、生冷;而RC-RC式則音色較為柔軟、溫和,聽久也不會厭倦。本線路除了採RC-RC衰減方式外,還兼顧TIM的減少和不採用Push-Pull的純A類放大,使得造成尖銳音值,和久聽會厭倦的原因都大為減少。RC-RC是方式的缺點卻也多多,例如:諧波失真較大,信號雜音比較差,動態範圍較小。諧波失真大的原因,是因為犧牲諧波失真來換取TIM減少的結果。信號雜音比差,是因為放大兩次,衰減兩次使得增益不足,故每次放大的倍數要夠大,才能彌補之,放大得太大S/N比自然要遜色多了。動態範圍減小,是因為放大之後又衰減,使得有效振幅隨衰減而減少,另外也因為射極電阻不旁路所造成的損失。或許有人要問,犧牲這麼多優點,只為了獲得一項久聽不厭的優點是否值得?對羅哲而言是值得,因為個人生活習慣不同,有人每天聽音響一聽只一二小時,羅哲是不聽則已,一聽則是整個星期天,如此捨RC-RC衰減式,還有哪一種線路合適?即以今日全晶體的放大器,比真空管放大器,不是好處多多嗎?偏有人要去復古使用真空管放大器──個人需要不同所致。

七 可調整之輸入電阻電容

  輸入電組與輸入電容做成可調整式的目的,前期已經說過了,是為了配合各種不同唱頭的高頻諧振之調整用。大體上,輸入電容越大時,諧振點頻率越低,輸入電容越小時諧振點頻率越高;至於輸入電組,則和諧振點的尖銳度有關,電阻越大時諧振峯越高,電阻越小時諧振峯越低。配合測試唱片和必要的儀器,如VTVM與示波器細心調整輸入電阻和電容,可以獲得既寬廣又平坦的高頻響應。這個調整,是配合每個唱頭而進行的動態調整,以信號產生器是無法進行的。羅哲在機殼上電阻電容部份都附有刻度盤,將所有唱頭都調整至最佳狀態,另以小冊子記下刻度,於每次換用唱頭時,即按其刻度使用之。

  輸入電組利用100K雙連可變電阻,串聯33K固定電阻使用之。Q1的輸入阻抗,由於其射極電阻不旁路,故輸入阻抗非常大,可以不加考慮,但220K之基極偏壓電阻,則不容忽視。因此,輸入電阻在33K並聯220K與133K並聯220K之間,即約29K至82K,可以任意調整之。

  至於輸入電容,可以利用小收音機用的雙連可變電容器,並聯50pF陶瓷電容器使用之。這種雙連可變電容器,原是供AM/SW用的,其兩組容量皆為300pF者,如此,容量變化範圍當在50pF至350pF之間。事實上,由唱頭至放大器之間的隔離線,也是具有電容量的,其容量從數十pF至百多pF不等,視隔離線長度與材質而定。因此,實際容量可變範圍當在100pF至500pF之間。由於本文作者在介紹線路,而這個線路的可變阻抗對於唱頭究竟能起多大作用,只好另外為文以介紹。

八 使用零件與線路之顧慮

  由於本線路先天上就是S/N比較差者,因此,必須使用低雜音之電晶體。並且考慮動態範圍,而使用了正負35伏特的電源電壓,電晶體必須耐壓在70伏特以上。以目前市售低雜音電晶體,耐壓70伏特以上也許不太容易找到,只好從低耐壓者當中挑選。曾經試過2SC1000,結果雜音非常之大,換用2SC644情況尚可,很可笑的是,同樣是低雜音電晶體,按規格2SC644耐壓僅20伏特,遠不如2SC1000的50伏特耐壓。然而,同樣經過耐壓70伏特挑選過,結果2SC644的雜音特性竟然優於2SC1000。

  為了更進一步降低雜音,電源電壓最好要經過穩壓。再不然,也要使用電晶體與濾波電容組成的濾波電路。

  以上兩項雜音顧慮之外,就是線路的設計問題了。即使,使用了低雜音電晶體,如果偏壓點選用得不恰當的話,也是枉然。一般電晶體,在低頻的部分雜音指數最大,並且雜音大小按頻率的倒數而增加,可以說是越低頻,雜音越大。在中頻帶雜音指數最小,並且雜音大小幾乎保持恆定。到了高頻帶,雜音則又按頻率的方根而增加,這裡所謂低頻帶、中頻帶與高頻帶,並無一定的明顯限界。大抵上,用於音頻者,數百Hz以下可視為低頻帶,數KHz為中頻帶,十數KHz則為高頻帶。最惱人的是低頻帶雜音,以其與頻率的倒數成正比,且增加速度最快(6dB/OCT)。故羅哲習慣上,先考慮低頻雜音,再考慮高頻雜音,中頻雜音最後。有些設計者,設計偏壓點時,只考慮中頻帶,是不太恰當的,甚至有些電晶體,只提供中頻帶的雜音指數,高低頻帶一概不提,這類晶體顯然只配給廉價音響使用。最近的電晶體,在低雜音方面已有很大的改進,有些廠家已經敢於提供低達10Hz的雜音指數曲線,只要廠家感提供這種資料,我們大可相信,這顆電晶體是低雜音的。廢話一籮筐,只不過在說明低雜音的難於侍候,所以要特別重視。

  且以本線路為例,說明考慮雜音指數時,應如何選定工作點,雖然本文目的不在指導讀者如何設計線路,但是為了顯示這個線路的雜音問題羅哲是如何的看重它,以致於線路製成後的效果又是如何;以及雖然,線路在先天上不利於S/N比的改善,但是謀而後動,結果居然並不比一般線路在S/N比上有太大的差別,還是在此略談一二。

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  由Fig.4 2SC644的雜音指數曲線,在100Hz的低頻帶,如果偏壓設在200uA以下,且信號源阻抗介於3KΩ至16KΩ之間,則低頻帶的雜音指數可以控制在1dB以內。因此本線路Q1的工作點就選在200uA附近的170uA。而一般唱頭的交流阻抗,大約在1KΩ至3KΩ之間。為了保證有3KΩ以上的信號源阻抗,在輸入端子的1u交連電容前加串一個2.2KΩ的電阻。再看高頻段(10KHz)的雜音指數曲線,170mA與33KΩ以上的信號源阻抗,也能使雜音指數少於1dB。最後再來看中頻段的1KHz雜音指數曲線,則介於0.5dB至1dB之間。換言之,三個頻帶,雜音指數卻在1dB左右,可說是很均衡(Balance)的安排。

  其它各級,對雜音的影響,不若Q1那麼嚴重,個級的偏壓電流大致如Fig.2所示。其中Q4比較值得一提,其偏壓電流IE=5mA左右,如果將偏壓電流提高,即將Q4的射極電阻減少,可以增加本線路的動態範圍,但是會使Q4的集極損耗增加。集極損耗大到接近電晶體的最大規格時,有燒毀之虞,即使不燒毀電晶體,也會使電晶體溫度上升,因此而增加熱噪音。在本線路中,Q4的集極損耗大約是35Vx5mA=175mW,而2SC644的最大集極損耗僅有150mW,顧Q4捨2SC644不用而改用飛利浦的ED-1402,其集極損耗為500mW,在本線路中綽綽有餘。不過ED-1402照規格表,耐壓僅20伏特,因此,挑選耐壓是必須的。然而,大量挑選的結果,耐壓75伏特卻全數通過。在本線路中除Q1與Q3外,所有電晶體皆採用ED-1402。除了集極損耗的顧慮外,使用ED-1402還有一個原因,即本電路甚有個性,全數使用2SC644時會造成近乎低頻振盪出現,只是很微弱罷了。最早,本線路設計時,全部使用ED-1402,只不過為了在本刊發表這個線路時,手頭上沒有ED-1402的雜音指數曲線,對於線路的偏壓設計比較不好交待。

  除了低雜音晶體的使用之外,其他零件並未曾刻意追求低雜音化,也就是金屬膜電阻、鉭質電容,都沒用上。為了獲得正確的RIAA等化曲線,CA,CB,RA,RB,CC,CD誤差要求儘可能要小。這幾個電容應使用Mylar電容,目前市售的Mylar電容,誤差值有偏大趨勢;電阻的誤差與標示大致吻合,甚至更佳,因此Mylar電容最好能挑選進口貨為盼。對於RIAA曲線,最近發表了New RIAA Curve,不同之處在於20Hz以下,予以衰減如表一,本線路在此作一折衷,而介於二者之間。

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因為New RIAA曲線的目的,是在避免唱盤轆聲的出現,對於轆聲,如果能在唱盤系統加以適當的對策,似可不必在線路上動手腳。這些機械問題的對策或許在ARM上加Oil Damping,能有所改善,當然在未試之前,不能算數,且待以後再試。

九 成果驗收

  EQ-AMP除了頻率響應曲線,是否與RIAA曲線吻合之外,更重要的是線路本身的雜音是否夠低。一般的測試數據是以S/N比來表示,由於廠製品很少看到把單獨一對EQ-AMP即當成品來出售的,因此本製作的結果,很難找到一個廠製品來做比較。整台PRE-Main AMP的S/N比數據,倒市俯拾可得。羅哲從自己的書架中找出了三本Radio Electronics雜誌,裡頭分別測試了Hitachi-SR 903, Nikko-TRM 750, Fisher-RS 1080等三種廠牌的擴大器的S/N比。廠家所公佈的S/N比與Radio Electronics測試結果,稍有出入。現在,就將本製作的EQ-AMP S/N比與此三廠牌擴大機的S/N比做一比較。

  雖然,羅哲一再說明RC-RC衰減式EQ-AMP的S/N比,比NF式EQ-AMP要遜色,然而就表二,本製作的RC-RC衰減式的S/N比,只差了0.4dB,這點倒是很出羅哲意外。

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  為了證明羅哲所言不訛,特將測試情況詳載如下:

  測試條件:EQ-AMP輸入一個標準信號(1KHz,3mV),EQ-AMP的輸出再用以推動一個Flat-AMP,其放大倍數為20dB(十倍),然後,再推動一個30W的功率放大器,其放大倍數是32dB(40倍)。從EQ-AMP的輸出將達150mV, Flat-AMP的輸出將達1.5V,用以推動功率放大將過荷,故將Flat-AMP之前加一衰減器衰減之,使得功率放大器的輸出為滿功率30W,(實際測試為16V RMS,相當於32W)。然後所有衰減器不變,僅將EQ-AMP輸入端子改用1KΩ電阻接地,測得功率放大器的輸出為5.3mV,將S/N=5.3x10-3/16=3.3x10-4=-69.6dB。

  在測試時,所使用的Flat-AMP和功率放大器,在「我的音樂系統」所使用的線路,以後將逐一在本刊中向讀者們介紹。

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  Fig.5則是RIAA曲線的偏差,除了在50Hz以下部份之外,偏差量皆少於±0.5dB,50Hz以下的偏差較大,主要是為了遷就新舊兩種曲線的共通性而造成的,否則應當偏差更少。本製作的成果,大致很合羅哲滿意,尤其雜音比方面,這當然是歸功於低雜音工作偏壓的選定功夫。此外,EQ-AMP獨立裝一機箱以及獨立的電源供應,也是原因之一。羅哲一直以為,各放大器獨立的機箱和獨立的電源,是很值得向業餘音響玩家推薦的,尤其是對於那些對接地線還摸不出頭緒的入門者。

  對於本線路的仿製,羅哲不敢做任何保證,因為,有許多零件是刻意挑選的結果。話雖如此說,印刷電路板的圖樣,仍舊提供給讀者參考。這個線路羅哲一共做了三次,三部的線路和結果都小有差別,尤其在S/N比方面。不同的電晶體應使用不同的偏壓,才能得到最佳的S/N比,可說是不太適合量產的線路,只能做來自己玩玩,沾沾自喜一番罷了。

轉載音響技術第58期 OCT. 1980 我的音響系統之二/非負回授磁頭放大器──RC-RC衰減式/羅 哲

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