自47期本刊推出「PRO序列」MC唱頭放大器製作以來,即廣受讀者歡迎;而當唐主編在51期推介出6種高水準RIAA EQ放大器後,更得到熱烈的反映。PRO序列與「SF追擊序列」有一很大不同點,即除了電路問題(是否能動作)的探討外,對裝置上所發生的技巧問題(中點直流漂移、哼聲、振盪)不做詳細的解答。當然,除電路板外,服務部也盡可能的供應必要之元件。
在上述的6種RIAA EQ放大器中,除PRO-216外,其他5種電路都有不少讀者裝置,並都有相當滿意的效果。就服務部的供應量言,PRO-212的「銷路」最好,顯然衰減式的RIAA網路仍有極大的吸引力。而PRO-213也不錯,將它改成平坦放大器,與212搭配,利用SF-2002小機箱就能裝出一台無音控前級放大器。
至於新年度的PRO序列製作,預計從前級依次展開,並將包括有140W×2的後級;但由於唐主編一再要求產品的「完整性」,故考慮再三,仍利用SF-2002裝一台完整的前級。而為了製作方便,決定磁頭放大與平坦放大採用相同的電路架構,故磁頭放大選用NFB回授型RIAA網路。
FET差動輸入
圖一是製作本機的參考圖,初級是FET(Q1)輸入型式,而且還是串疊式(Q1 Q2)差動放大,並使用電流源IC(LM334),使FET工作在恆定電流下。在前級電路中使用FET元件,本機電路是第一次;它是電壓放大元件(一般Bipolar晶體式電流放大元件),其基本工作原理是:在半導體棒的兩端有兩個電極,稱為源極(Source)和洩極(Drain),電流就在其間流通,這個路徑就是通道(Channel),在通道周圍有一閘極(Gate);如果通道是P型的,閘極就是N型的,這樣通道和閘極間就有了P-N接合面。如果在P-N街面加上反向電壓,就會如圖二般形成一個沒有載體的空泛區(Depletion zone),寬度和外加電壓有關,這就像在源極和洩極的電流通路中一部分形成一個絕緣區,來限制通道的寬度。
如果變更閘極和源極間的電壓,源極和洩極間的電流通路就受到控制;換句話說,電流的控制正是FET放大作用的原理所在。有關電晶體及FET的動作解說,本刊在以後諸期會有極詳盡的報導。
繼續看圖一的線路,Q3 Q4也是差動放大,Q5 Q6則是電流鏡(Current Mirror),Q7 Q8是SEPP全對稱輸出;整個電路架構頗似Marshall Leach的前級(PRO-213),只是本機略為複雜些。
以LM334做恆流源
LM334是National Semicondutor出品的三端子可調恆流源,V+~V-的順向電壓最高是40V,可設定的電流範圍是1μA至10mA,在0℃~70℃範圍內,工作非常穩定。本刊第一次用到這個元件是在5534的MC放大器內,而上期的併聯穩壓電路中也使用了4枚。
LM334的電流設定非常簡單,只要依照下列公式計算即得:Iset=(227μV/°K)(T)/Rset。Iset是設定電流,T是室溫(以克氏溫度計算),Rset是設定電阻(也就是線路圖中的R8)。有了這個,我們就可以決定Q1的電流。
設定Q1的電流係依據2SK146的特性表而來,從雜音特性曲線圖中,我們發現K146工作在0.5mA時雜音最低(以一般訊源阻抗考慮),因此將LM334設定在1mV(K146是FET複合管,每邊各分得0.5mA)。
代入上式,Iset=(227μV/°K)(T)/Rset,1mA=.227mV×(273+20)/Rset,所以求出Rset=66.5Ω,可選用誤差1%的精密電阻。此時我們可算出R4及R5的端電壓:0.5mA×7.5K=3.75V,3.75V加到R9上可算出Q3 Q4的總電流:(3.75V-0.65V)/680Ω=4.56mA,即Q3 Q4各分得2.28mA5之電流。
Q5 Q6是電流鏡,故其電流亦是2.28mA,R13極R14之壓降即是:2.28mA×1.2K=2.74V;而R12的壓降也可以求出:2.28mA×7.5K=17.1V,Q9是控制輸出晶體的Bias,它的CE間電壓概是R10與R11的比值加1乘上VBE電壓,如果R10用5.1K,R11用2.4K,Q2的CE間電壓即是:(5.1K÷2.4K+1)×0.65V=2.03V。
推算至此,尚未提到供應電壓,這是表示當供應電壓在±20V~35V間(不得超過±40V,否則LM334會燒毀),各點電壓都是不會改變的。至於實測結果是否與理論值相符、元件數值是否要變動,我們底下再談。
RIAA網路概算
磁頭放大器有兩個最重要的工作,一是放大電磁唱頭輸出訊號約100倍,一是「等化」刻片刀錄音特性;因此等化網路設計之重要,是毋庸置疑的。有關RIAA等化網路之認識讀者另可參考本刊47期之「每月專載」。
在未概算之前,大家應先瞭解:除極少數的廠製品會力求精確外,大多數的機器都不絕對的以RIAA(美國錄音工業協會)所公佈的等化曲線為標準,反而刻意的產生誤差,這些誤差往往會形成某種特殊的音色,成為該機獨有的風格。
圖三是本機的RIAA等化網路,看到這些數值,讀者定能知道這是Hafler DH-101裡面所用的數值,而且還是改良型DH-101(見本刊66期)。所謂概算,是暫不考慮訊源及負載阻抗之影響,否則要精確計算RIAA網路亦是不容易的事。
根據圖三的數值計算,T1=C1×R1=3180μS,所以T1=130K×0.024μF=3120μS,若將R1改成133K(1%誤差精密電阻),則T1=133K×0.024μF=3192μS,與標準極為接近。T2=R2C2=75μS,所以T2=11K×0.0068μF=74.8μS,與標準甚為接近。T3=(R1×R2)/(R1+R2)×(C1+C2),所以T3=10.141K×0.0308μF=312.3μS。但在求T1時我們已將R1改成133K,故重新求出T3=312.9≈313μS。
現在我們將R2改成11.3K,於是T2=11.3K×.0068μF=76.8μS。改改C2如何?改成0.00663μF試試看:T2=11.3K×0.0063μF=74.91μS,這可夠精確了吧!再代入式子求T3=(11.3K×133K)/(11.3K+133K)×(0.024μ+0.00663μ)=3190μS。太好了!幾乎完全符合RIAA標準了!但元件要如何選購呢?11.3K和133K還可買得到,0.024μF就難求了,0.00663μF那非得用電容表挑過不可。
主動元件的選擇
IC1非得用LM334不可,但Q1和Q2不見得一定要用K146和K150,只要是性能不差的N-Channel的FET都可以用(2SK為N通道,2SJ為P通道,3SK和3SJ則是MOS FET),像K30A、K68、K107等,但IDSS應先挑過,可利用圖四的線路加以挑選,選IDSS在4~8mA間,誤差不超過±5%的即可。
Q3 Q4和Q5 Q6任何小訊號晶體都可以用,5210、5087或9632、9682接可;Q7 Q8靜態電流較高,以8mA計算,當供應電壓為±24V時,靜態消耗為192mW,用手摸會略感微溫,但不需加散熱片。本刊服務部所供應的全套零件中,Q3~Q6皆為A1085或C2547,這對低雜音晶體的特性相當好,而且hfe相當整齊,實再好用不過;其詳細資料可參閱本刊第72期。Q2是K150,其DGS接腳不論怎麼插都是正確的;而Q1 K146的插焊則請詳看PCB上的黑點註記,有些FET的D、S腳是不能反接的(K30A則可以)。
PCB的插焊及測試
可先從電阻裝起,注意R6 R7及R13 R14的對稱性,數值切不可裝錯。其次裝晶體、IC和電容,PCB上標有G的是表示兩面都焊;另外零件面上也有些接腳要焊。輸出交連電容C3以鉭質電容為宜,但能找到PP質則更佳,只是PP質的體積太大,PCB上可能裝不下。
輸入補償電容C1,其數值約在100p~250p之間,需視唱頭負載電容及訊號線容量而定。但有些套件(甚至日本LUX套件)故意將C1數值用的很低,以造成不正常的高頻提升。
輸入電阻Rin與負載電容C1形成高頻限制點,設C1決定用100pF,則Rin要用到2.7K才能阻止600KHz以上的廣播頻率進入,而防止高頻負載。在此我們選用Rin為1.21K,其與C1構成之高頻限制點約是130KHz。
晶體的接腳不能弄錯,A1085/C2547的中間腳是C極,標有E字的是B極。LM334的接腳是當面對它時,中間腳是R,左邊是V+,右邊是V-。
整個PCB裝妥後,先做靜態阻值比較:V+至地約為7.12K,V-至地約為720K(以數位電表量測),然後將PCB擱在旁邊,裝好電源供應再說。
有兩種電源可用
本機預計供應是±24V,比pro-212、213、214的±15V高出許多。供應電壓提高不見得有絕對的好處,但電壓高則輸出擺幅亦高,至於適用於本機的電源,第一選擇應是本刊上期所發表的併聯式穩壓電路──AT-7101。AT-7101輸出電壓為可調式,它不是以Zener做參考電壓,故雜音相當低。在裝置時有幾點要注意:一、濾波電容應由2200μF/25V改成35V者,二、輸入AC電壓最好為20-0-20V,三、22μF/16V鉭質電容應改成10μF/35V者;其他的元件都可以不更改。
第二個選擇是使用穩壓IC的電源,使用7824、7924供應出±24VDC,其線路圖如圖五所示,PC板圖樣(注意是雙面銅箔低阻抗設計)及零件配置見圖六。讀者可看出它的面積相當小,理由是:當你以SF-2002為機箱時,可使用AT-7101電源板加上20-0-20V小變壓器(本刊已訂製)。但你若使用堅新的變壓器,那AT-7101就裝不下,此時可改用此片IC電源。而且此IC電源可更換IC而得到不同的輸出電壓,裝置時要注意10μF/35V一定要用鉭質的,而它的LED可拉到面板上當電源指示燈。
試機及修正
在未上電之前,先在輸入端併一只499Ω的電阻,以做為唱頭的直流負載。加上24-0-24VDC後(很多人試機時只加上±Vcc,而零電位卻常常忘了),以三用表量取C3正端的直流電壓(即不經過交連電容),然後以六角扳手慢慢調整VR1至直流降到最低。此時再量C3負端的直流電位,理論上它應該立刻是0,但由於C3的充放電時間(時間長短視C3容量而定),故這裡的電壓是緩慢的下降。從線路圖中我們可看出回授電阻19是直接下地的,故本機不是百分之百直流回授,因此當輸入端有直流成分時,會立刻出現在在輸出端。如果你要徹底解決輸出端的直流電位,可將R19一端焊起,再串一枚電容下地。而R19會與這枚電容形成一低頻截止點,若用220μF,則低頻-3dB截止點約在3.91Hz。
加上訊號時會怎樣呢?拿掉499Ω電阻,以訊號產生器1KHz正弦波注入(電平不要太高),並以示波器觀察輸出波形。糟糕!有振盪!將R19焊起讓它是1:1回授,還是一樣!改變R12之值亦無作用,最後在Q3的C B間併一枚27~100pF的陶片電容才把問題解決。
現在我們反過來(應該先量測各點電壓,確實無誤後才上示波器)量各電阻的壓降。R3的壓降即是Q2閘極電位,當供應電壓為±24V時,R3之壓降即為:24V÷(R2+R3)×R3=4.17V;此點電壓不宜低過4V,但也不宜高過4.8V。R8上之壓降應在0.66V左右,之所以不是絕對確定值,一是先前我們在設定R8時,室溫係以20℃算;二是R8本身的誤差,但壓降總該在64mV~67mV之間。至於R4 R5 R9 R13 R14各電阻之壓降都與推算值差不多如果提高R9至1K,則Q3~Q6各為1.55mA電流。另外R12可在7K~8.2K間變動,但也不要變動太大。
可輕易的改成10倍
EQ的問題解決後,我們來將它改成平坦放大。方法是①將C1拿掉,根本讓它空著,②將R1由47K改成180K;③將R17 R18及C4 C5拿掉,在R17的空位上接一條跳線;④在R18空位上裝一枚1.62K的電阻。全部動作就是這樣,然後你可以接上示波器觀察方波響應──如果有振盪請勿大驚小怪,只要在C5位置上裝一個小電容即可。而該電容與R18構成高頻的截止點,如果此電容用270pF,則高頻截止點約在36KHz;如欲提高截止頻率,將270pF改成220pF即可。
裝入SF-2002機箱內
如果你手裡有了EQ、10倍,那我們就把它裝入SF-2002內。系統配線和59期的無音控前級幾乎完全相同;唯這裡所用的電源是AT-7107。
全機僅有高電平輸入負端落地(即蓮花座的負端),電源的零電位直接到PCB,不要落地。EQ和10倍都是雙面銅箔,如果使用銅柱固定,則到處落地,反而容易引起哼聲,可利用本刊附贈(每片PCB附4枚)白色PVC柱固定。
電位器的選定,平衡可用100KMN型,音量可用50KA型。如在切換訊源時發生強烈的衝擊聲,只要加大10倍的R1(由180K改成470K)即可;但R1數值愈高,則雜音也就愈大。所以最好R1不改,但在訊源切換時,先將Volume旋至最小。
在做系統配線時,相信你會注意到輸出訊號距離變壓器太近了。可嘗試著將Rec. out和Pre. out一道EXT. PATCH的位置,即原來的輸出部分4個蓮花座不用,而改用From和To的4個蓮花座,如此輸入訊號就和變壓器的距離拉遠了。如果你目前擁有的SF-2002無音控前即受到哼升級雜訊的侵襲,而又解決無效時,可試用這個方法──不見得一定有效,但絕不會更壞。
［服務］:如同SF-201一般,本刊不希望讀者人手一套,因為這裡面有待你解決的問題還很多。服務部將照例供應PC板(赴PVC柱、焊柱、Molex端子及一片穩壓IC電源PC板)和全套元件(適合裝EQ或10倍),並少量供應完成品供讀者做製作比較;詳細供應情形,請參閱本期讀者服務部廣告。又:AT-7107併聯穩壓電源計價有誤,全套零件價格應是900元(原為700元),成品為1250元(原為1000元),敬請讀者鑑諒。
轉載音響技術第75期MAR. 1982 PRO-217前級之製作/粱中鍔
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